专利名称：Dc－dc转换器以及采用该转换器的电子装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种DC-DC(直流-直流)转换器以及采用该转换器的电子装置。
在此，直流电源Vcc与电感元件L1的一端连接，电感元件L1的另一端分别与三极管Q1的集电极以及二极管D1的阳极连接。二极管D1的阴极与输出端子Pout连接。三极管Q1的发射极接地。在直流电源Vcc上并联连接电容C1。输出端子Pout通过电容C2接地。输出端子Pout依次通过电阻R1、R2接地。电阻R1和R2的连接点与误差放大电路4的一方的输入连接。误差放大电路4的另一方的输入与基准电压产生电路连接。误差放大电路4的输出与PWM比较器6的一方的输入连接。PWM比较器6的另一方输入与三角波产生电路5连接。PWM比较器6的输出与驱动电路2连接，驱动电路2的输出与三极管Q1的基极连接。
这样构成的DC-DC转换器1为升压型DC-DC转换器，三极管Q1由驱动电路2控制开和关。流入电感元件L1中的电流由三极管Q1控制。即，三极管Q1导通时，直流电源Vcc的能量为电感元件L1充电，三极管Q1关断时通过二极管D1放电，并从输出端子Pout输出。通过控制三极管Q1的导通时间和关断时间确定输出端子Pout所输出的输出电压值。
然后，对于输出电压的控制参照
图11进行说明。如果三极管Q1的导通、关断比为一定，DC-DC转换器1的输出电压由于直流电源Vcc的电压变动、以及连接在输出端子Pout上的负载的变化而变动。为此，需要进行即使直流电源Vcc的电压以及负载变动输出电压也不变化那样的控制。这样，首先由电阻R1和R2检测输出电压，输入到误差放大电路4。在误差放大电路4上也输入了由基准电压产生电路3所产生的基准电压，输出反映其差的误差输出a。输出电压越高，误差输出a越高。误差输出a输入到PWM比较器6。PWM比较器6上也输入三角波产生电路5所输出的三角波输出b，PWM比较器6比较两者，输出当误差输出a比三角波输出b大时为L(低)电平、当三角波输出b大时为H(高)电平的比较输出c。误差输出a、三角波输出b、比较输出c随时间的变化如图11所示。其关系为，误差输出a越大，三角波输出b比误差输出a大的时间越短，比较输出c的占空比越小。相反，误差输出a越小，三角波输出b比误差输出a大的时间越长，比较输出c的占空比越大。比较输出c输入到驱动电路2中，由驱动电路2确定控制三极管Q1的导通、关断的占空比。占空比越大，三极管Q1的导通时间越长，输出电压升高，如果导通时间越短，输出电压降低。当输出电压高时，让控制三极管Q1的导通、关断的占空比小，降低输出电压，相反，当输出电压低时，让输出电压升高，通过这样将输出电压控制在给定值。
本发明正是为解决上述问题的发明，其目的在于提供一种小型化、低成本的DC-DC转换器以及采用该转换器的电子装置。
为了达到上述目的，本发明的DC-DC转换器，是在包括具有设定输出导通时间的第1定时电路以及设定关断时间的第2定时电路的无稳态多谐振荡器、利用所述无稳态多谐振荡器的输出控制的开关元件和整流元件、让输入电压的电压值变化而作为输出电压的DC-DC转换器中，其特征是包括通过使所述第1以及第2定时电路中的至少一方的时间常数按照所述输出电压变化、来使所述开关元件的导通时间和关断时间中的至少一方变化、以此控制所述输出电压的电压控制电路。
又，本发明的DC-DC转换器的特征是设置有与所述开关元件串联连接，进行能量的充放电的电感元件。
又，本发明的DC-DC转换器的特征是包括使所述第1以及第2定时电路中的至少一方的时间常数变化的阻抗可变电路。
又，本发明的DC-DC转换器的特征是在所述无稳态多谐振荡器的输出和所述开关元件之间设置有推拉输出电路。
又，本发明的DC-DC转换器的特征是所述整流元件由整流用开关元件构成，所述无稳态多谐振荡器包括控制所述开关元件导通与关断的第1输出、与该第1输出反相同时在所述开关元件关断时控制所述整流用开关元件导通的第2输出。
又，本发明的DC-DC转换器的特征是为了使所述开关元件和所述整流用开关元件在交互导通之间插入两者同时关断的期间，在所述第1以及第2输出的上升沿波形上设有倾斜。
又，本发明的DC-DC转换器的特征是在所述无稳态多谐振荡器的输出和所述整流用开关元件之间设置有推拉输出电路。
又，本发明的DC-DC转换器的特征是所述整流用开关元件采用MOSFET。
又，本发明的DC-DC转换器的特征是所述开关元件采用MOSFET。
又，本发明的电子装置的特征是采用所述任何一个DC-DC转换器。
依据这样的构成，在本发明的DC-DC转换器中，可以实现电路简单、小型化和低成本化。
又，在本发明的电子装置中，可以实现小型化和低成本化。
图2是表示在图1所示DC-DC转换器中所使用的无稳态多谐振荡器的2个三极管的集电极电压以及基极电压随时间变化的特性图。
图3是表示图1所示DC-DC转换器的输出电压控制电路和阻抗可变电路的具体例的电路图。
图4是表示本发明的DC-DC转换器的另一实施例的电路图。
图5是表示本发明的DC-DC转换器的又一实施例的电路图。
图6是表示本发明的DC-DC转换器的又一实施例的电路图。
图7是表示图6所示DC-DC转换器的各部分信号随时间变化的特性图。
图8是表示本发明的DC-DC转换器的又一实施例的电路图。
图9是表示本发明的电子装置的一实施例的立体图。
图10为表示现有的DC-DC转换器的电路图。
图11为表示图10所示DC-DC转换器的各部分信号随时间变化的特性图。符号说明10、20、30、40、50-DC-DC转换器；11-输出电压控制电路；12、21-无稳态多谐振荡器；13、22-第1定时电路；14、23-第2定时电路；15、24-阻抗可变电路；31、42-推拉输出电路；41-自举电路；51-逻辑反相电路；60-打印机；Q1-三极管(开关元件)；Q2、Q3、Q4、Q5-三极管；Q6、Q8-FET(开关元件)；Q7-FET(整流用开关元件)；D1-二极管(整流元件)；L1-电感元件。
在图1中，DC-DC转换器10，包括输出电压控制电路11和无稳态多谐振荡器12，替代上述现有的驱动电路2、基准电压产生电路3、误差放大电路4、三角波产生电路5、PWM比较器6、电阻R1、R2。多谐振荡器12由三极管Q2、由电阻和电容构成的确定三极管Q2的关断时间的第1定时电路13、三极管Q3、由阻抗可变电路15和电容构成的确定三极管Q3的关断时间的第2定时电路14所构成。三极管Q3的集电极与作为开关元件的三极管Q1的基极连接，成为无稳态多谐振荡器12的输出端子。输出电压控制电路11与阻抗可变电路15连接。
在这样构成的DC-DC转换器10中，无稳态多谐振荡器12按照第1和第2定时电路13和14确定的频率以及占空比振荡。图2为表示无稳态多谐振荡器12的三极管Q2的集电极电压v2c以及基极电压v2b、三极管Q3的集电极电压v3c以及基极电压v3b随时间变化的时序图。此外，三极管Q3的集电极电压也就是三极管Q1的基极电压v1b。如图2所示，三极管Q2和Q3分别按照第1和第2定时电路13和14确定的关断时间交互导通、关断。三极管Q3的集电极为无稳态多谐振荡器12的输出，当三极管Q3导通时(即三极管Q2关断时)为L(低)电平，当三极管Q3关断时(即三极管Q2导通时)为H(高)电平。因此，无稳态多谐振荡器12按第1定时电路13确定的关断时间和第2定时电路14确定的导通时间振荡，驱动三极管Q1。这样，控制三极管Q1的导通、关断，让DC-DC转换器10动作。
以下，说明DC-DC转换器10的输出电压控制。在DC-DC转换器10中，输出电压控制电路11检测输出电压，和内藏的基准电压比较，输出表示输出电压相对于给定电压要高或者低的信号，并输入到阻抗可变电路15。阻抗可变电路15根据来自输出电压控制电路11的信号改变其阻抗。具体讲，例如DC-DC转换器10的输出电压比给定输出电压高时，输出电压控制电路11动作让阻抗可变电路15的阻抗小。由于阻抗可变电路15是确定三极管Q3的关断时间的定时电路14的构成要素，定时电路14的时间常数越小，三极管Q3的关断时间越短，三极管Q3的关断时间越短表示三极管Q1的导通时间越短。这时，由于三极管Q2的关断时间没有任何变化，所以三极管Q1的关断时间也不变化。其结果，三极管Q1相对于导通时间和关断时间的合计时间导通时间的比率、即占空比变小，输出电压下降。相反，当输出电压低时，增大三极管Q1的占空比，让输出电压升高。这样，在DC-DC转换器10中将输出电压控制在给定电压上。
在此，图3为表示输出电压控制电路11和阻抗可变电路15的具体例的电路图。在图3中，输出电压控制电路11由电阻R3、R4、R5、三极管Q4、齐纳二极管D2、电容C3构成。在此，电阻R3和R4在DC-DC转换器10的输出端子Pout与地之间串联连接。并且，电阻R5和三极管Q4和齐纳二极管D2也在输出端子Pout与地之间串联连接。电阻R3和R4的连接点与三极管Q4的基极连接。然后，在电阻R3和R4的连接点与三极管Q4的集电极之间连接电容C3。其中，三极管Q4的集电极作为输出电压控制电路11的输出端。又，阻抗可变电路15由电阻R6、与其并联连接的由电阻R7和三极管Q5组成的串联电路构成。其中，三极管Q5的基极成为阻抗可变电路15的控制端，与输出电压控制电路11的输出端连接。
在这样构成的输出电压控制电路11以及阻抗可变电路15中，DC-DC转换器10的输出电压由电阻R3和R4分压检测，输入到三极管Q4的基极。三极管Q4的发射极由齐纳二极管D2保持在一定电压，当输出电压上升时，增加三极管Q4基极的电流，降低三极管Q4的集电极电压，即降低阻抗可变电路15的三极管Q5的基极电压。如果降低三极管Q5的基极电压，将降低三极管Q5的发射极—集电极之间的阻抗值。其结果，降低阻抗可变电路15整体的电阻值，即阻抗。输出电压控制电路11和阻抗可变电路15按这样的方式动作。
此外，输出电压控制电路和阻抗可变电路15的构成并不限定于此，只要具有同样的功能，怎样的电路构成都可以。
图4为表示本发明的DC-DC转换器的另一实施例的电路图。在图4的DC-DC转换器20中，和图1相等的部分采用相同的记号，在此省略其说明。
在图4中，DC-DC转换器20包括无稳态多谐振荡器21用以替代DC-DC转换器10中的无稳态多谐振荡器12。无稳态多谐振荡器21由三极管Q2、由阻抗可变电路24和电容构成的确定三极管Q2的关断时间的第1定时电路22、三极管Q3、由电阻和电容构成的确定三极管Q3的关断时间的第2定时电路23所构成。输出电压控制电路11与阻抗可变电路24连接。
这样构成的DC-DC转换器20，只是在阻抗可变电路24成为确定三极管Q2的关断时间的第1定时电路22的构成要素这一点上和DC-DC转换器10不同。为此，在DC-DC转换器20中，根据输出电压的变化，三极管Q1的关断时间变化，而导通时间不变化。为此，改变相对于三极管Q1的导通时间和关断时间的合计时间的关断时间的比率、即占空比，将输出电压控制在给定电压上。在此，和DC-DC转换器10相反，阻抗可变电路24需要构成为当输出电压高时阻抗值大。
图5为表示本发明的DC-DC转换器的另一实施例的电路图。在图5的DC-DC转换器30中，和图1相等的部分采用相同的记号，在此省略其说明。
在图5中，DC-DC转换器30是在图1的DC-DC转换器10的构成的基础上，在无稳态多谐振荡器12的输出端，即三极管Q3的集电极和作为开关元件的三极管Q1的基极之间，包括串联连接的推拉输出电路31和加速电路32。
在这样构成的DC-DC转换器30中，无稳态多谐振荡器12的输出被输入到推拉输出电路31中，推拉输出电路31增强无稳态多谐振荡器12的输出。然后，推拉输出电路31的输出通过加速电路32输入到作为开关元件的三极管Q1的基极上。这样，提高三极管Q1的开关速度。这时的开关速度是指三极管Q1从导通状态到关断状态，或者从关断状态到导通状态变化的速度。通过提高三极管Q1的开关速度，降低三极管Q1中的开关损失。由于三极管Q1中的开关损失是DC-DC转换器30的损失中的主要部分，通过降低三极管Q1中的开关损失，可以提高DC-DC转换器30的效率。
图6为表示本发明的DC-DC转换器的另一实施例的电路图。在图6的DC-DC转换器40中，和图5相等的部分采用相同的记号，在此省略其说明。
在图6中，DC-DC转换器40是降压型DC-DC转换器，在图5的DC-DC转换器30的构成中，去除三极管Q1、二极管D1和加速电路32，包括作为开关元件的FETQ6、作为整流用开关元件的FETQ7、自举电路41和推拉输出电路42。
在此FETQ6和FETQ7为N沟道MOSFET。FETQ6在直流电源Vcc和电感元件L1之间连接。推拉输出电路31的输出与FETQ6的栅极连接。二极管D3和电容C4构成的自举电路41在FETQ6的漏极一源极之间连接。推拉输出电路31的电源连接部的NPN型三极管Q2的集电极连接到自举电路41上，具体是被连接到二极管D3和电容C4的连接点。FETQ6和电感元件L1的连接点通过FETQ7接地。无稳态多谐振荡器12的三极管Q2的集电极通过推拉输出电路42与FETQ7的栅极连接。其结果，从三极管Q3的集电极输出无稳态多谐振荡器12的第1输出，从三极管Q2的集电极输出无稳态多谐振荡器12的第2输出。
图7为表示无稳态多谐振荡器12的三极管Q2的集电极电压v2c以及基极电压v2b、FETQ7的栅极电压v7g以及漏极电压v7d、三极管Q3的集电极电压v3c以及基极电压v3b以及FETQ6的栅极电压v6g随时间的变化，在此用来说明DC-DC转换器40的动作。
首先，在DC-DC转换器40中，无稳态多谐振荡器12的2个三极管Q2和Q3交互导通、关断。这时，三极管Q2的集电极电压v2c以及基极电压v2b和三极管Q3的集电极电压v3c以及基极电压v3b如图7所示。和图2所示的DC-DC转换器10相比较，在集电极电压v2c、v3c的上升沿波形上设置有倾斜这一点上不同。该倾斜的斜率由分别与三极管Q2和Q3的集电极连接的电阻和电容的时间常数所确定。即时间常数越大，斜率越大。此外，图2所示的DC-DC转换器10并不是完全没有斜率，只是斜率非常陡，几乎垂直上升。
作为第1输出的三极管Q3的集电极电压v3c输入到推拉输出电路31。由于推拉输出电路31的电源连接部是连接到自举电路41上，因此比直流电源Vcc电压高。相对于FETQ6的源极电压充分大的电压从推拉输出电路31施加在FETQ6的栅极上。这样控制FETQ6的导通、关断，作为开关元件动作。这时，由于在三极管Q3的集电极电压v3c的上升沿波形上设置了倾斜，如图7所示，施加在FETQ6的栅极上的电压v6g的上升沿波形也有倾斜。为此，FETQ6的栅极电压v6g要达到FETQ6导通的阀值，稍微要花一点时间。其结果，如图7所示，从三极管Q7导通开始，到FETQ6导通为止产生空载时间t1。
另一方面，作为第2输出的三极管Q2的集电极电压v2c输入到推拉输出电路42中。在推拉输出电路42增强的第2输出施加到FETQ7的栅极上。这样控制FETQ7的导通、关断。这时，由于在三极管Q2的集电极电压v2c的上升沿波形上设置了倾斜，如图7所示，施加在FETQ7的栅极上的电压v7g的上升沿波形也有倾斜。为此，FETQ7的栅极电压v7g要达到FETQ7导通的阀值，稍微要花一点时间。其结果，如图7所示，从三极管Q6关断开始，到FETQ7导通为止产生空载时间t2。
这样，插入FETQ6和FETQ7两者均关断的空载时间t1、t2，FETQ6和FETQ7交互导通、关断。在此，通过在三极管Q2、Q3的集电极电压v2c、v3c的上升沿波形上设置倾斜而设置空载时间t1、t2，是为了防止如果是瞬间两者均导通，使得直流电源Vcc通过FETQ6和FETQ7对地短路的情况发生。
这样，当FETQ6导通时FETQ7关断，从直流电源Vcc通过FETQ6和电感元件L1向输出端子Pout流出电流。为此，如图7所示，当FETQ6导通时，FETQ7的漏极电压v7d、即FETQ6的源极电压基本上和直流电源Vcc相同。
另一方面，当FETQ6关断时FETQ7导通，积蓄在电感L1上的励磁能量通过FETQ7和电感元件L1向输出端子Pout流出电流。即，FETQ7与FETQ6的开关同步，作为向一方向流过电流的同步整流元件动作。为此，如图7所示，当FETQ6关断时，FETQ6的源极电压、即FETQ7的漏极电压v7d为比接地电压稍微要低一点的负的值。
此外，在从FETQ6关断到FETQ7导通之间的空载时间t1和从FETQ7关断到FETQ6导通之间的空载时间t2中，索然也需要通过FETQ7向电感L1流入电流，由于MOSFET的FETQ7本身有本体二极管，通过该二极管从接地向输出端子Pout流经电流。FETQ7导通时和空载时间t1、t2时，FETQ7的漏极电压v7d的值有变化，这是因为与电流通过处于导通状态的FETQ7的情况相比，通过本体二极管时的电压降要大的缘故。
在这样构成的本申请发明的DC-DC转换器40中，无稳态多谐振荡器12本来具有的2个输出的一方作为第1输出用于控制作为开关元件的FETQ6的开关，而另一方作为第2输出用于控制作为整流用开关元件的FETQ7的开关，构成同步整流电路。为此，没有必要采用为控制整流开关元件而采用高价的控制用IC，可以实现同步整流方式的DC-DC转换器。又，由于不需要搭载控制用IC的空间，可以实现印刷电路板以至于DC-DC转换器本身的小型化。当然，也可以实现是同步整流电路特点的低损失化。
图8为表示本发明的DC-DC转换器的另一实施例的电路图。在图8的DC-DC转换器50中，和图6相等的部分采用相同的记号，在此省略其说明。
在图8中，DC-DC转换器50是在图6的DC-DC转换器40中，除去自举电路41，用P沟道MOSFET的FETQ8替代FETQ6，同时在无稳态多谐振荡器12的第1输出和推拉输出电路31之间还包括逻辑反相电路51。又，推拉输出电路31的电源连接部的NPN型三极管的集电极与直流电源Vcc连接。
在DC-DC转换器50中，由于采用P沟道MOSFET的FETQ8作为开关元件，没有必要让FETQ8的栅极电压比源极电压高，所以不需要自举电路41。相反，由于FETQ8相对于施加在栅极上信号其导通、关断的逻辑与FETQ6相反，为此，需要将第1输出的逻辑反相的逻辑反相电路51。
这样构成的DC-DC转换器50，和DC-DC转换器40的情况基本相同，也发挥同样的作用效果。
此外，在上述各实施例中，虽然采用的是通过让第1定时电路和第2定时电路中的任一方的时间常数变化来控制输出电压的构成，也可以采用让第1和第2定时电路的时间常数都变化，例如当第1定时电路的时间常数增大时让第2定时电路的时间常数减少等来控制输出电压的构成，也会发挥同样的作用效果。又，在让两者的时间常数变化时，可以让开关元件的导通时间和关断时间的合计时间基本上一定，即开关元件的开关频率基本上一定，来控制输出电压。
又，在上述各实施例中，在升压型和降压型的DC-DC转换器电路中虽然对采用的是无稳态多谐振荡器的构成进行了说明，作为DC-DC转换器的构成，并不限定于升压型和降压型，只要是输入直流电压，输出直流电压，反相型等，怎样的电路构成都可以，可以发挥和升压型和降压型相同的作用效果。
又，在上述各实施例中，虽然说明的是包括电感元件的DC-DC转换器电路，也可以是充电泵电路等不包括电感元件的DC-DC转换器电路的构成，可以发挥相同的作用效果。
图9为表示本发明的电子装置的一实施例的立体图。在图9中，是电子装置之一的打印机60作为电源电路的一部分采用本发明的DC-DC转换器10。
这样，通过采用本发明的DC-DC转换器10，由于可以实现开关电源电路的小型化和低成本化，可以实现打印机60本身的小型化和低价格化。
此外，在图9所示的打印机60中虽然采用的是图1所示的DC-DC转换器10，也可以采用图4、图5、图6、图8所示的DC-DC转换器20、30、40、50，可以发挥相同的作用效果。
又，本发明的电子仪器并不限定于打印机，可以包括笔记本电脑、便携式电子仪器等需要稳定电压的直流电源的所有电子仪器。
依据本发明的DC-DC转换器，采用包括设定关断时间的第1定时电路和设定导通时间的第2定时电路的无稳态多谐振荡器控制开关元件，同时根据输出电压至少让第1和第2定时电路中任一方的时间常数变化，控制输出电压，可以实现电路构成简单、小型化、低成本化。
又，通过构成采用无稳态多谐振荡器的相互反相的第1以及第2输出，分别控制开关元件以及整流用开关元件的同步整流电路，可以实现小型化、低成本化、低损失化。
又，依据本发明的电子装置，通过采用本发明的DC-DC转换器，可以实现小型化、低成本化。
权利要求
1.一种DC-DC转换器，是在包括具有设定输出导通时间的第1定时电路以及设定关断时间的第2定时电路的无稳态多谐振荡器、利用所述无稳态多谐振荡器的输出控制的开关元件和整流元件、让输入电压的电压值变化而作为输出电压的DC-DC转换器中，其特征是包括通过让所述第1以及第2定时电路中的至少一方的时间常数按照所述输出电压变化、来使所述开关元件的导通时间和关断时间中的至少一方变化、以此控制所述输出电压的电压控制电路。
2.根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其特征是设置有与所述开关元件串联连接，进行能量的充放电的电感元件。
3.根据权利要求1或2所述的DC-DC转换器，其特征是包括使所述第1以及第2定时电路中的至少一方的时间常数变化的阻抗可变电路。
4.根据权利要求1到3中任一项所述的DC-DC转换器，其特征是在所述无稳态多谐振荡器的输出和所述开关元件之间设置有推拉输出电路。
5.根据权利要求1到4中任一项所述的DC-DC转换器，其特征是所述整流元件由整流用开关元件构成，所述无稳态多谐振荡器包括控制所述开关元件导通与关断的第1输出、与该第1输出反相同时在所述开关元件关断时控制所述整流用开关元件导通的第2输出。
6.根据权利要求5所述的DC-DC转换器，其特征是为了使所述开关元件和所述整流用开关元件在交互导通之间插入两者同时关断的期间，在所述第1以及第2输出的上升沿波形上设置有倾斜。
7.根据权利要求5和6所述的DC-DC转换器，其特征是在所述无稳态多谐振荡器的输出和所述整流用开关元件之间设置有推拉输出电路。
8.根据权利要求5到7中任一项所述的DC-DC转换器，其特征是所述整流用开关元件采用MOSFET。
9.根据权利要求1到8中任一项所述的DC-DC转换器，其特征是所述开关元件采用MOSFET。
10.一种电子装置，其特征是采用权利要求1到9中任一项所述的DC-DC转换器。
全文摘要
提供一种可以实现小型化和低成本化的DC－DC转换器以及采用该转换器的电子装置。DC－DC转换器10包括具有设定输出导通时间的第1定时电路13以及设定关断时间的第2定时电路14的无稳态多谐振荡器12、利用该输出控制的开关元件Q1。根据输出电压使无稳态多谐振荡器12的占空比变化,以此来控制输出电压。由于可以构成电路简单的DC－DC转换器,可以实现小型化和低成本化。
文档编号H02M3/24GK1351407SQ0114227
公开日2002年5月29日 申请日期2001年9月26日 优先权日2000年10月30日
发明者国井信悟, 左野直人 申请人:株式会社村田制作所