具有有源钳位开关的三点变流器的控制和调节的方法,以及用于此目的的装置的制作方法

专利名称：具有有源钳位开关的三点变流器的控制和调节的方法,以及用于此目的的装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种根据权利要求1前序部分的、用于自转换地三点变流器的控制和调节的方法，该变流器由直流电压中间电路供电并带有有源钳位开关，还涉及用于此目的的装置。这样的变流器既可用作自转换的整流器，又可用作自转换的变流器。它们主要用在中功率和大功率的电驱动。
直流中间电路上的自转换、二极管钳位的三点变流器(三点NPC变流器)的布局通常是已知的。在工业上还用于大功率工业或牵引驱动(中等电压驱动)这样的应用领域。在这种情况下，带有集成反相二极管的绝缘栅双极晶体管(IGBT)用作主开关。出于为确保半导体元件在这些变流器中串联时能够均匀分担阻塞电压而采取构造设计的模块化、简化或其它措施的理由，也常常安装IGBT模块用作NPC开关(在下文中指有源NPC开关、有源零压点钳位开关或有源钳位开关)而不是零压点钳位二极管(NPC二极管)。在这种情况下这些IGBT或由短路栅发射极路径置于“断开”状态，或在有源范围内工作以控制阻塞电压分配，同时集成反相二极管承担NPC二极管的功能。


图1给出了一个通常已知的、直流中间电路上此类配有NPC开关的自转换三点变流器，或简称为三点NPC变流器。在正直流电压引线和三个负载引线之间分别串联排列着一个外部主开关T1U、T1V或T1W——在下文中以通用形式T1引用——和一个内部主开关T2U、T2V或T2W——同样在下文中以通用形式T2引用，每个反相二极管D1U、D1V或D1W——同样在下文中以通用形式D1引用——分别以对头拼接的形式与各自外部主开关T1U、T1V或T1W并联，每个反相二极管D2U、D2V或D2W——同样在下文中以通用形式D2引用——以对头拼接的形式与各自对应的内部主开关T2U、T2V或T2W并联。
各个外部主开关T4U、T4V或T4W——同样在下文中以通用形式T4引用——和内部对应的主开关T3U、T3V或T3W——同样在下文中以通用形式T3引用——串联排列在负直流电压引线和三个负载引线之间，每个反相二极管D4U、D4V或D4W——同样在下文中以通用形式D4引用——以对头拼接的形式与各自对应的外部主开关T4U、T4V或T4W并联，每个反相二极管D3U、D3V或D3W——同样在下文中以通用形式D3引用——以对头拼接的形式与各自对应的内部主开关T3U、T3V或T3W并联。负载端相位电流(负载电流)以iphu、iphv、iphw标识。
T1U、D1U、T2U和D2U的共用节点通过以对头拼接形式并联了反相二极管D5U的有源NPC开关T5U与直流中间电路的中间抽头相连。T1V、D1V、T2V和D2V的共用节点以同样的方式通过以对头拼接形式并联了反相二极管D5V的有源NPC开关T5V与直流中间电路的中间抽头相连。以同样的方式，T1W、D1W、T2W和D2W的共用节点通过以对头拼接形式并联了反相二极管D5W的有源NPC开关T5W与直流电压中间电路的中间抽头相连。有源NPC开关T5U、T5V和T5W在下文中也以通用形式T5引用。反相二极管D5U、D5V和D5W在下文中也以通用形式D5引用。
中间抽头通过两个电容值相同的电容与两个直流电压引线相连。每个电容两端的电压为Vdc/2(中间电路电压的一半)。
T3U、D3U、T4U和D4U的共用节点通过以对头拼接形式并联了反相二极管D6U的有源NPC开关T6U与直流电压中间电路的中间抽头相连。T3V、D3V、T4V和D4V的共用节点以同样的方式通过以对头拼接形式并联了反相二极管D6V的有源NPC开关T6V与直流电压中间电路的中间抽头相连。以同样的方式，T3W、D3W、T4W和D4W的共用节点通过以对头拼接形式并联了反相二极管D6W的有源NPC开关T6W与直流电压中间电路的中间抽头相连。有源NPC开关T6U、T6V和T6W在下文中也以通用形式T6引用。反相二极管D6U、D6V和D6W在下文中也以通用形式D6引用。
用正弦调制对二极管钳位的三点NPC变流器所进行的研究表明这些变流器的热设计是由四个临界工作点决定的，下面的表I中列出了这四个工作点。在这四个临界工作点的每一个上，相位电流(负载电流)和据此从变流器得到的输出功率受限于那些在此临界工作点上负载最重的功率半导体的最大允许损耗。所有其它的半导体在各自的临界工作点上只达到一个较低的截止层温度。由于各个半导体的最大损耗和最大截止层温度在它们临界的工作点处达到了可比值，所以如果要增加变流器的输出功率必须要用较大的元件替换所有的元件。
当在电驱动系统，特别是那些具有同步机的系统中使用变流器时，另外的临界工作点是驱动的启动和停止。这种状态的特征在于变流器输出一个非常低的输出频率，直到零赫兹，以及低调制电平M。在这种情况中相位电流(负载电流)受限于NPC二极管的损耗，对应于下面表I中的情形2。由于输出频率低，一个相位可以负载一定时间周期的峰值负载电流，这对于达到热稳定状态而言是足够的。因此与在高输出频率上工作相比可以大大减少可达到的负载电流。虽然这个问题可以通过在停止期间减少开关频率来使其减到最小，但是在传统的电压驱动中不能避免负载电流在停止时关于额定电流的减少。但是当驱动停止时，象热和冷轧钢厂这样的应用典型需要200％的负荷扭矩以及两倍的负载电流。因此，满足这个条件导致要以不利的方法来进行重要的三点NPC变流器的保险设计。
表I 三点变流器的临界工作点
参照上面讲述的内容，各个半导体元件之间损耗分配不均匀是二极管钳位的三点NPC变流器和象二极管钳位的三点NPC变流器一样工作并具有有源NPC开关的三点变流器的主要缺点。这也意味着半导体元件，特别是内部主开关，的利用电平相对较低。此外应该要说明的是，影响半导体元件损耗分配的有源NPC开关(带有反相二极管)，常常安装的是这种开关而不是NPC二极管，的性能迄今为止没有积极的利用起来。
本发明基于的目标是定义开始提到的一类带有有源钳位开关的三点变流器的控制和调节的方法，这使得变流器相位模块的半导体元件之间的损耗在所有工作点上，甚至在停止驱动期间都能均匀分配。
本发明还要定义用于此目的的装置。
关于控制和调节的方法并结合前序部分的特征，根据本发明的目标是通过在权利要求1特征部分定义的特征来完成的。
关于装置并结合前序部分的特征，根据本发明的目标是通过在权利要求11特征部分定义的特征来完成的。
特别是，本发明可以达到的优点是使损耗在根据表I的情形2和4(以非常小的调制电平工作的电机或发电机)中，在NPC开关和内部开关之间均匀分配
-大大降低了半导体整体的复杂度，同时通过使用较小的半导体作为内部主开关和有源NPC开关或两者之一来保持变流器的输出功率，
-允许在停止期间将功率减少到较小的范围，同时保持已安装开关的额定值不变。
此外，在根据上面的表I的临界工作点1和3(以最大调制电平运行的电机或发电机)处降低外部主开关和二极管上的负载是以内部主开关和二极管为代价的，因此——联系同样提到的，情形2和4中NPC开关和内部开关之间损耗分配的一致性——不增加半导体元件复杂度的情况就可以完成变流器输出功率的增加(功率产额)或开关频率的增加。
从下面的描述可以看到其它的优点。
本发明优点的明确表达在从属权利要求中进行了描述。
在下文中将会参照在附图中举例说明的典型实施方案来解释本发明，其中
图1给出了一个带有有源NPC开关的三点NPC变流器(已有技术)，
图2，3给出了转换操作期间感兴趣的电流分布，
图4给出了在调制正输出电压期间用于转换操作的开关信号，
图5给出了在调制负输出电压期间用于转换操作的开关信号，以及
图6给出了用于三点NPC变流器的传统控制/调节的的附加元件的方框图。
为了解释根据本发明的控制和调节的方法的工作方式，首先要描述没有有源钳位开关或没有有效使用现有有源钳位开关的传统三点NPC变流器和带有有效使用这些NPC开关的变流器中可能状态之间的不同。
图1给出了使用带有有源NPC开关的电压中间电路的三点变流器的结构(已有技术)，如开始时已经解释的。为了调制输出电压，交流电压端各个相位的引线在每种情形中分别连接到正中间电路接头(正直流电压引线)、零压点(中间抽头)或负中间电路接头(负直流电流引线)。这三种状态分别称作“+”、“0”和“-”。在传统的三点NPC变流器中，这三种状态中每一种的开关位置有一个且只有一个组合，在下面的表II中总结了这些组合。在“0”状态中，电流以正负载电流的方向流过中间抽头上面的路径，以负方向流过下面的路径。T2和T3一直都是接通的。
表II 传统三点NPC变流器(没有使用有源钳位开关，已有技术)
的开关状态
但是，如果有源NPC开关是有效使用的，那么有许多可以替代的开关位置来产生“0”状态。通过接通T5和T2，负载电流可以双向流过中间抽头上面的路径，通过接通T6和T3可以流过中间抽头下面的路径。在下文中，这些状态称作“0o2”(对于上面的路径)和“0u2”(对于下面的路径)。当T5和T2接通时(T3和T6断开，每个可以阻断一半的中间电路电压)，T4在从“-”转换到“0o2”之后还可以保持在接通状态。在从“+”转换到“0u2”之后类似的情况可应用于开关T1。在下文中这些状态称作“0o1”(对于上面的路径)和“0u1”(对于下面的路径)。此外，当然也可以象在上面的表I I中一样来选择传统状态“0”，而且可以同时接通T2、T3、T5和T6。在这种情况下，电流在中间抽头上面的路径和下面的路径之间分配的方式是由寄生元件、半导体特性曲线的散点图和半导体特性曲线的温度相关性(例如前向电压)决定的。两个最后提到的接通状态都将不会再进行处理了。
通过有效使用有源NPC开关，“+”和“-”状态没有选择余地。因此在下面的表III中总结了可用的全部六个开关状态。
表III 使用有源NPC开关的三点变流器中的开关状态
显然通过有意的选择上面或下面的路径可以影响“0”状态期间传导损耗的分配。相反，在“+”和“-”状态中不能影响传导损耗。转换到新状态的操作或从新状态进行转换的操作决定了所有半导体中开关损耗的分配。
所有的转换操作都发生在两个元件之间。即使是在很多开关接通的时候也永远只在一个有源开关和一个反相二极管中存在显著的损耗。因为其它的开关在转换操作之前和之后都没有承载任何电流或不必承受任何的反相电压，所以基本上是在没有损耗的情况下进行转换。
在下文中对比了所提出的用于三点NPC变流器中传统转换的控制方法的四类转换操作，并解释了它们对损耗分配的影响。举例来说，在这种情况下考虑正负载电流和正输出电压的调制。电桥臂是在正直流电压接头(“+”状态)和中间抽头(中性状态或“0”)之间向后和向前转换的。
在下文中首先将考虑传统的转换操作“+”“0”。没有有效包含有源NPC开关，负载电流在T1和T5之间转换。外部主开关T1和内部主开关T3交替的接通和断开，而T2和T4分别保持在接通和断开状态。在T1和T5中存在开关损耗(在此上下文中，另请参看图2)。
下文考虑根据本发明提出的转换过程“+”“0o2”，其中NPC开关是有效包含的。在中间抽头上面的路径有意将负载电流转换成完全不用顾虑电流方向。这首先是通过打开T6(断开)来完成的，T6最好是在“+”状态中接通。然后断开T1，考虑所需的空载时间，即电流转换过程一完成就接通钳位开关T5。反相开关过程发生在转换回“+”期间的逆顺序中。与传统转换期间一样在T1和T5中都存在开关损耗(见图2)。
下文考虑转换过程“+”“0u2”。不管电流方向，有意将负载电流转换到中间抽头下面的路径，方法是首先断开T1，然后考虑空载时间，在也打开T2之后接通内部主开关T3。开始时负载电流分配在中间抽头上面的路径和下面的路径之间。当打开T2时，上面路径上的电流也转换到已经承载电流的下面路径。在反相转换过程期间，首先断开T2，然后打开T3。当接通T1时，整个负载电流从中间抽头下面的路径转换回“+”路径。在T1和T3中存在显著的开关损耗(见图3)。
下文考虑转换过程“+”“0u1”。与在上面描述的转换过程“+”“0u2”中一样，不管电流方向如何有意的将负载电流转换到中间抽头下面的路径。但是转换过程是通过断开T2来完成的。在空载时间之后，接通T3，T1保持接通。反相开关过程发生在转换回“+”期间的逆顺序。在T2和T3中都存在开关损耗(见图3)。
与转换过程“+”“0o2”和传统转换过程相比，使用转换过程“+”“0u2”可以将开关损耗从NPC二极管D5转移到反相二极管D3。使用转换过程“+”“0u1”也可以将开关损耗从外部开关T1转移到内部开关T2。
下文考虑转换过程“+”“0o1”。这个转换过程等同于转换过程“+”“0o2”，而且如果在前面调制负输出电压之后电桥臂处在状态“0o1”，且之后调整到状态“+”，那么只能在方向“0o1”→“+”中使用。完成这点首先要打开T4，然后继续与从转换过程“0o2”→“+”起一样的过程。T1和T5中存在开关损耗。
状态“-”和不同零状态之间的转换过程等同于上面描述的转换过程。与负载电流是正的情况相比，当负载电流是负的时，在每个以对头拼接方式并联的半导体中都存在损耗。下面的表IV指出了所有转换过程的有损耗半导体。图4给出了应用于用以调制正输出电压的转换操作的半导体开关的开关信号，而图5给出了应用于用以调制负输出电压的半导体开关的开关信号。
表IV有效使用有源NPC开关的三点变流器中转换过程的开关损耗
有意的使用上面描述的所有转换过程可以确保两个开关组合中的每一个的损耗(及据此的截止层温度)都彼此相似。当外部半导体元件达到高调制电平的最大负载时(上面表I中的情形1和3)，通过选择合适的零状态可以使外部和内部半导体及主开关的截止层温度彼此相似。在这种情况下NPC开关的截止层温度处在低水平。当NPC二极管或内部半导体开关达到低调制电平的最大负载时(上面表I中的情形2和4)，通过选择适当的零状态可以使NPC半导体和内部半导体的截止层温度彼此相似。在这种情况中外部半导体和主开关的截止层温度处在较低的水平。
上面解释的功能是通过半导体元件截止层温度的调节的和一个控制和调节的系统来完成的，控制和调节的系统连续的测定损耗，根据所有半导体元件的截止层温度，使用重叠变流器调节的系统(PWM，DTC)的开关命令和关于截止层温度的信息选择合适的开关状态(“0o2”、“0o1”、“0u1”或“0u2”)，根据这个开关状态为半导体开关产生必须的驱动信号。有效包含有源钳位开关的控制系统对于三点变流器的传统控制而言只是一个附加的元件，当然不会替换脉冲宽度调制(PWM)的调制器或直接调节的的调节器。
图6给出了所提出系统的方框图。调制器1(PWM，即脉冲宽度调制，或DTC，即直接扭矩控制)将开关状态命令(标称值)提供给温度调节器和自动驱动设备2。该温度调节器和自动驱动设备2被提供给所有的半导体的截止层温度和负载电流iphU、iphV、iphW。在这种情况下，要在温度调节器中选择转换过程和零状态以获得半导体截止层温度的最佳分配。在这种情况下自动驱动设备考虑转换过程期间的开关顺序，为所有半导体开关产生必须的驱动信号输出。
在输出端，温度调节器和自动驱动设备2为所有的半导体开关(外部主开关、内部主开关、NPC开关)产生控制信号。这些控制信号也被传递给开关和感应损耗的在线计算3的一个输入。在线计算3的输入端也被提供给所有半导体的截止层温度、中间电路电压Vdc/2，负载电流iphU、iphV、iphW和来自存储半导体损耗近似值的元件5的信号。
在线计算3的输出信号传递给计算所有半导体截止层温度的在线计算4，在线计算4的输入端接收半导体那一时间的冷却温度和来自热电变流器模块6的信号。在线计算4的输出端输出所有半导体的截止层温度。
举例来说，下面的表V说明了一种适合选择转换过程的方法。这种方法不仅适用于PWM，还适用于调节的方法，例如直接扭矩控制(DTC)或直接自调整(DSR)。这确保了在任意给定时间具有最高截止层温度的半导体在下一个转换过程期间不会承受开关损耗。在这个选择方法中忽略了半导体的传导损耗。正常情况下，当它们自己上面的传导损耗不会导致半导体加热到最大截止层温度时，这种方法确保了截止层温度尽可能的均匀分配。
表V 零状态中转换过程的决策表
通过包含对下一个零状态中在稳态操作期间所期望的半导体功率损耗的计算可改进上面描述的方法。当用在PMW中时，下一个零状态的持续时间是已知的，当与直接调节的方法，例如DTC，一起使用时，其持续时间可以根据机器模型提前计算。因此可以选择转换到零状态的方式，使得在半导体中存在的最高截止层温度在转换过程和随后的零状态之后是一个最小值。
所提出的控制方法在这样的电路中可获得非常大的好处，该电路中的半导体在它们的热功率的限制下工作，但能够接通和断开比一般的、例如使用IGBT的情况中更高的电流。因而该方法在不增加半导体元件复杂度的情况下达到了变流器输出功率的提高。如果已经安装了有源NPC开关，例如象IGBT模块一样，但还没有有效使用，那么该方法特别适合。但对于需要将有源NPC开关作为附加零件安装的变流器，该方法也是有用的，这是因为这种附加的复杂度与在变流器输出功率可获得的提高相比是很小的。如果使用的半导体已经在它们最大允许断开电流的限制之下工作，那么可以增加输出功率，使用所提出的控制方法可以在不增加半导体元件复杂度的情况下增加变流器的开关频率。同样可确保第二个目的，减小低基础频率所需要的功率减小。
从上面讲述的表III可以看出，只要(在没有NPC开关的传统三点NPC变流器中)对应的NPC二极管将通过外部开关的电压钳位在Vdc/2，即只要在“+”状态中接通T6，在“-”状态中接通T5，NPC开关就会接通。因此，与没有有效使用NPC开关的传统三点NPC变流器相反，不管半导体的泄漏电流如何，不需要任何附加的无源平衡电阻，电压就可在“+”状态中均匀分配在T3和T4之间，在“-”状态中均匀分配在T1和T2之间。
在所有现代的带有有源NPC开关的三点NPC变流器中都可以实现所提出的方法和开关控制装置，其中所有有源开关的形式都是可以断开的半导体元件，例如IGBT、IGCT、MCT、MTO、MOSFET或碳化硅(SiC)元件，例如用于工业应用、牵引或HVDC照明的中电压变流器。
权利要求
1.用于与一个直流电压中间电路相连的单相或多相三点变流器的控制和调节的方法，在每个直流电压引线和每个负载引线之间有两个串联的主开关(T1、T2、T3、T4)/反相二极管(D1、D2、D3、D4)，两个内部主开关(T2、T3)的共用节点形成了负载引线，有源钳位开关(T5、T6)与反相二极管(D5、D6)连接在每一个内部主开关(T2、T3)与外部主开关(T1、T4)的共用节点和直流电压中间电路的中间抽头之间，结果是形成了两条将负载引线连接到中间抽头的可能路径，其特征在于，不管负载电流的方向如何，两个有源开关(T5、T6)中至少有一个与至少一个连接负载引线的内部主开关(T2、T3)一起连接到中间抽头，从而以这种方式有意的使电流在零状态期间流经上面的路径、下面的路径或两个路径到达中间抽头。
2.根据权利要求1的控制和调节的方法，其特征在于进行的转换是从外部——正或负——直流电压引线中的一个到中间直流电压引线或中间抽头的，使得直接连接到相应外部直流电压引线的外部主开关(T1、T4)在开始时是断开的，而且在一个空载时间之后，接着在同一半桥上连接有源钳位开关(T5、T6)。
3.根据权利要求1的控制和调节的方法，其特征在于进行的转换是从外部——正或负——直流电压引线中的一个到中间直流电压引线或中间抽头的，使得直接连接到相应外部直流电压引线的外部主开关(T1、T4)在开始时是断开的，而且在一个空载时间之后，另一个半桥中的内部主开关(T2、T3)接通，并且再一个空载时间之后，断开位于与已断开的外部主开关(T1、T4)一样的半桥内的内部主开关(T2、T3)。
4.根据权利要求1的控制和调节的方法，其特征在于进行的转换是从外部——正或负——直流电压引线中的一个到中间直流电压引线或中间抽头的，使得通过外部主开关(T1、T4)连接到相应外部直流电压引线的外部主开关(T1、T4)在开始时是断开的，而且在一个空载时间之后，接着接通另一个半桥中的内部主开关(T2、T3)。
5.根据前面的权利要求之一的控制和调节的方法，其特征在于接通的有源钳位开关(T5、T6)是半导体(T1到T6，D1到D6)上瞬时热负载的函数。
6.根据权利要求5的控制和调节的方法，其特征在于接通有源钳位开关(T5、T6)使得达到瞬时最高截止层温度的半导体(T1到T6，D1到D6)在随后的转换期间不会承受开关损耗。
7.根据权利要求6的控制和调节的方法，其特征在于用于半导体开关(T1到T6)的控制信号考虑了半导体上的瞬时热负载，是由来自重叠的变流器调节的系统的开关状态命令、半导体(T1到T6，D1到D6)的相位电流和截止层温度而形成的。
8.根据权利要求7的控制和调节的方法，其特征在于各个半导体(T1到T6，D1到D6)的截止层温度相互进行比较，该温度能够与要调制的电压和负载电流的方向有关地在下一个到零状态转换期间电势性地通过开关损耗进行加载，并且选择下一个零状态，使得具有最大截止层温度的一个已比较的半导体(T1到T6，D1到D6)在随后的转换中不会承受开关损耗。
9.根据权利要求7或8的控制和调节的方法，其特征在于执行对开关和传导损耗的在线计算，开关和传导损耗是控制信号、中间电路电压、相位电流、截止层温度和半导体(T1到T6，D1到D6)损耗近似值的函数。
10.根据权利要求9的控制和调节的方法，其特征在于执行对截止层温度的在线计算，截止层温度是开关和传导损耗、冷却温度和热电变流器模型的函数。
11.用于与直流电压中间电路相连的单相或多相三点变流器的控制和调节的装置，在每个直流电压引线和每个负载引线之间有两个串联的主开关(T1、T2、T3、T4)/反相二极管(D1、D2、D3、D4)，两个内部主开关(T2、T3)的共用节点形成了负载引线，有源钳位开关(T5、T6)与反相二极管(D5、D6)连接在每一个内部主开关(T2、T3)与外部主开关(T1、T4)的共用节点和直流电压中间电路的中间抽头之间，结果是形成了两条将负载引线连接到中间抽头的可能路径，其特征在于，配有温度调节器和自动驱动设备(2)，温度调节器和自动驱动设备(2)根据调制器(1)的开关状态命令、半导体(T1到T6，D1到D6)的相位电流和截止层温度来形成用于半导体开关(T1到T6)的控制信号。
12.根据权利要求11的控制和调节的装置，其特征在于第一在线计算(3)在输入端接收送给半导体开关(T1到T6)的控制信号、半导体(T1到T6，D1到D6)的截止层温度、相位电流、中间电路电压和来自存储半导体损耗近似值的元件(5)的信号，在输出端产生接收侧和输出侧的计算后的开关和传导损耗。
13.根据权利要求12的控制和调节的装置，其特征在于第二在线计算(4)在输入端接收来自第一在线计算(3)的信号、冷却温度和来自热电变流器模型(6)的信号，在输出端产生半导体(T1到T6，D1到D6)的截止层温度。
全文摘要
本发明提出了一种用于与一个直流电压中间电路相连的单相或多相三点变流器的控制和调节的方法，在每个直流电压引线和每个负载引线之间有两个串联的主开关(T1、T2、T3、T4)/反相二极管(D1、D2、D3、D4)，两个内部主开关(T2、T3)的共用节点形成了负载引线，有源钳位开关(T5、T6)与反相二极管(D5、D6)连接在每一个内部主开关(T2、T3)与外部主开关(T1、T4)的共用节点和直流电压中间电路的中间抽头之间，结果是形成了两条将负载引线连接到中间抽头的可能路径。不管负载电流的方向如何，两个有源开关(T5、T6)中至少有一个与至少一个连接负载引线的内部主开关(T2、T3)一起连接到中间抽头，从而以这种方式有意的使电流在零状态期间流经上面的路径、下面的路径或两个路径到达中间抽头。
文档编号H02M7/487GK1393049SQ0180273
公开日2003年1月22日 申请日期2001年9月4日 优先权日2000年9月13日
发明者S·贝尔内特, T·布吕克纳 申请人:Abb研究有限公司