专利名称：开关模式电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种开关模式电源。
背景技术：
通常，一个开关模式电源包括一个连接到主功率变压器的初级绕组的主开关晶体管。输出电源电压是由变压器次级绕组所得的电压所发展得到的。当晶体管导通时，一个变压器的初级绕组和主开关晶体管中产生一个电流脉冲。还在与主开关晶体管相串联的电流传感电阻(currentsensing resistor)中产生一个电压。在电流传感电阻中产生的电压被连接到比较器晶体管。在该晶体管的给定导通时间间隔中，当电流传感电阻电压超过该比较器晶体管的阈值电压时，包括该比较器晶体管的一个锁存器被触发。该锁存器的输出被连接到晶体管的控制电极，用以基于一个电流脉冲-紧随-电流脉冲来控制该晶体管的截止。
在一个现有技术的零电压开关(ZVS)电源中，当晶体管被截止时，产生一个谐振电压脉冲。锁存器在紧随着主开关晶体管截止时刻的谐振电压脉冲的一部分期间将晶体管保持为截止。在谐振电压脉冲的后沿末端，当晶体管两端电压处于或接近于零伏特时，晶体管被再次导通以提供ZVS电源。可能希望的是在谐振电压的前述部分中将主开关晶体管维持在截止状态，而无需使用锁存器以简化电路。
发明概述一个体现本发明特征的开关模式电源包括一个输入电压源和一个连接到该输入电压源的电源电感以形成一个受调谐的谐振电路。第一开关晶体管响应于第一控制信号用以在给定周期中在耦连于一个负载的该电源电感中产生一个脉冲和用以在电容中产生一个谐振脉冲。第一控制信号在谐振脉冲的末端导通第一开关晶体管以提供零电源开关过程和在一给定周期中截止第一开关晶体管。在谐振脉冲期间根据电容中的容性电流来产生第一控制信号，以在该谐振脉冲的一部分期间维持第一开关晶体管的截止。
附图简述
图1为本发明的电路的一个示例性实施例的示意图；图2a-2f示出可用于解释图1中电路的操作过程的波形。
发明详述图1示出了一个体现本发明各方面的受调谐SMPS 100，在图1中，一个N型，金属氧化物半导体(MOS)主开关晶体管Q3具有一个通过一个变压器T1的初级绕组耦连到输入供电、直流(DC)电压RAW B+的端子20的漏电极。
晶体管Q3的源电极经由电流传感器或取样电阻R12耦连到地电位。一个与晶体管W3相集成并且用作为一个开关的阻尼二极管D6有效地与晶体管Q3相并联以形成一个双向开关22。一个谐振电容C6连接到绕组L1，以当开关22为非导通时，与绕组L1的电感一起形成一个谐振电路21。
变压器T1的次级绕组L2连接到峰值整流二极管D8的阳极以在耦连于二极管D8阴极的滤波电容C10中产生一个输出电压VOUT。一个误差放大器23响应于电压VOUT和响应于一个参考电压，未示出，用以控制包括一个发光二极管D9的光耦合器IC1的光晶体管Q1中的电流le。晶体管Q1的发射极连接到用于控制晶体管Q3截止的开关晶体管Q2的基极。晶体管Q1的集电极V4在滤波电容C11中被产生。光耦合器IC1的发射极电流le表示了在电压VOUT与误差放大器23的一个参考电压，未示出，之间的差值。从而，电流le在Q2的基极处产生一个控制偏置电压。
图2a-2f示出了可用于解释图1中电路的操作过程的波形。在图2a-af中的相似符号和数字表示相似的功能项。
图1的晶体管Q2具有经由电阻R11连接到在晶体管Q3的源电极和电流传感电阻R12之间的接合端子60的基极。晶体管Q2在当图1中晶体管Q3中的斜上升源-漏电流ID在端子60中产生一个足够大的电压以超过晶体管Q2的基极-发射极前向电压的，图2a中的，时间t10处被导通。当晶体管Q2变为导通时，晶体管Q3截止。晶体管R14连接在晶体管Q1的发射极和集电极之间用于偏置晶体管Q2的基极-发射极。在给定周期中导通晶体管Q2所要求的电流ID大小是可由电流le以负反馈方式控制的。
变压器T1的次级绕组L3产生一个经由电容C4交流连接到电阻R8的电压V3，以产生图2e中的电压VR8。电压VR8连接到图1中的晶体管Q3的基极以产生一个正栅极-源极电压VGS。正驱动电压VGS以一个提供零电压开关(ZVS)电源的方式来导通晶体管Q3。ZVS电源的优点在1999年3月2日出版的，以Fitzgerald的名义(Fitzgerald专利)，标题为“具有连接到一个变压器绕组的电感的前向转换器”的美国专利No.5,877,946中有描述。电压VGS维持晶体管Q3导通直至晶体管Q2被导通。交流连接的电压还被二极管D2整流以产生电源电压V4，用以产生电流le。
一个连接在电压RAW B+的源极和电阻R8的端子30之间的电阻R9产生一个电压，当电压RAW B+导通时，该电压导通晶体管Q3，从而提供上电开启。当晶体管Q3的栅极上的电压VGS超过MOS晶体管Q3的阈值电压时，晶体管Q3导通，引起晶体管Q3的漏极电压VD减少。结果，电压V3变为正并增强电压VGS以一种正反馈方式维持晶体管Q3完全导通。
在图2a的给定周期T的时间间隔t1-t10中，图1的导通晶体管Q3的电流ID为斜上升的。因此，绕组L1中的绕组IL1的响应非谐振电流脉冲部分为斜上升的并在与变压器T1的绕组L1有关的电感中保存磁能。在图2a的时间t10中，包含由电阻R12两端电压获得的斜上升部分的，图1的晶体管Q2的图2d中的基极电压VBQ2超过晶体管Q2的前向电压并导通晶体管Q2。因此，图2b的栅极电压VGS下降为接近零伏特并截止图1的晶体管Q3，如前所示。
当晶体管Q3截止时，图2f的漏极电压VD以一种谐振方式增加。图1的电容C6这样来限制电压VD的增加速率，使得晶体管Q3在电压VD增加为略微高于零伏特时变为完全非导通。
在本发明的一个特征中，当电压VD增加时产生的，在电容C6中的正容性电流iC6连接到电阻R12以产生图2c的电压VR1112的一个正电压脉冲。正电压脉冲20通过图1的电阻R11被提供给晶体管Q2的基极以维持晶体管Q2导通。结果，图2a中的后向电流ID很快变为零。在图1的电流iC6降到一个不能维持晶体管Q2导通的幅度之后，下降电压V3产生图2e的电压VR8的一个负部分VR8NEG，该电压VR8维持图1的晶体管Q3截止。
当图1的晶体管Q3截止时，包括电容C6和绕组L1的谐振电路，在图2f的时间间隔t10-t30之间，经历一个振荡的半周期。在图2f的时间t40之前，电压VD的降低引起图2b的电压VGS变为正。
在图2f的时间t40，电压VD的极性反转，引起图1的阻尼二极管D6导通以将图2f的电压限制为接近零伏特。从而，图1的谐振电路21展示了半个振荡周期。在图2b的时间t40之后，图2b的电压VGS变得越来越正，这是因为在图1的电压V3的极性中的上述变化。
电压VOUT的负反馈调节是由变化的电流le来实现的。当电压VOUT大于放大器23的参考电压(未示出)时，电流le增大电压VBQ2。因此，晶体管Q3中的电流ID的峰值和分配给负载电路302的功率下降。另一方面，当电压VOUT小于放大器23的参考电压(未示出)时，电流le减少。因此，在晶体管Q3中的电流ID的峰值和分配给负载电路302的功率增加。从而，晶体管Q3的控制电路根据电压VBQ2来提供晶体管Q3中电流ID的占空比调制。
受调谐SMPS100以电流模式控制，基于电流脉冲控制来在一个电流脉冲上进行操作。图2a中的时间间隔t1-t10期间的，流入图1的晶体管Q3中的电流ID的电流脉冲当图1的晶体管Q3的阈值电平被达到时终止于图2a的时间t10处，如上所解释的。
如果发生一个故障情况，例如当晶体管Q1断开时，电阻R14中的电流将基极电压VBQ2维持在一个预定的正电压偏置。因此，在晶体管Q3中的电流ID的峰值和分配给负载电路302的功率将被限制。从而，有利地，提供了保护。
权利要求
1.一个开关模式电源，包括一个输入电压源(B+)；一个连接到所述输入电压源的电源电感(L1)；一个连接到所述电源电感以形成一个受调谐谐振电路的电容(C6)；一个第一开关晶体管(Q3)，用于在耦连于负载(302)的所述电源电感中生脉冲，从而使得在一个给定开关周期中，在所述电容中产生一个谐振电流脉冲(IC6)；其特征在于用于控制所述第一开关晶体管以提供零电压开关过程的装置(R12，R11，Q2)包括一个电流传感器(R12，R11)，它响应于在所述电容中的所述谐振电流以将所述谐振电流提供给所述第一开关晶体管(经由Q2)，以在所述谐振电流脉冲的一部分期间维持所述第一开关晶体管截止。
2.权利要求1的电压，其特征在于，所述电流传感器(R12，R11)包括一个与所述电容相串联的电阻(R12)和一个连接到所述第一开关晶体管(Q3)的控制端子(GATE)的第二晶体管(Q2)，并响应于在所述电阻中产生的电压(VR1112)以在所述谐振脉冲部分期间维持所述第一开关晶体管截止。
3.权利要求2的电源，其特征在于，所述第二开关晶体管(Q2)以一种非锁存方式来操作。
4.权利要求1的电源，其特征在于，所述控制装置(R12，R11，Q2)响应于一个表示所述第一晶体管(Q3)的电流的信号(VR1112)以一种电流模式控制操作来控制所述第一开关晶体管。
5.一个开关模式电源，包括一个输入电压源(B+)；一个连接到所述输入电压源的电源电感(L1)；一个连接到所述电源电感以形成一个受调谐的谐振电路的电容(C6)；一个在零电压开关模式下工作的第一开关晶体管(Q3)，用于在一个给定周期期间在连接到负载(302)的所述电感中产生一个脉冲(iL1)，用以在所述电容中产生一个谐振电流脉冲(IC6)；其特征在于，一个电流传感器(R12)，它响应于在所述谐振脉冲以产生一个在所述给定周期的一部分期间维持所述第一开关晶体管截止的控制信号(VGS)。
全文摘要
当零电压开关电源(100)的主开关晶体管(Q3)导通时,电压(VR1112)在耦合串联于晶体管的电流传感电阻(R12)中产生。电流传感电阻中的电压耦连到比较器晶体管(Q2)的控制端子(基极)。在主开关晶体管的一个给定导通时间间隔中,当电流传感电阻电压大到足够导通比较器晶体管时,比较器晶体管导通。比较器晶体管的输出(VGS)被耦连到主开关晶体管的控制端子以基于电流脉冲－紧随－电流脉冲来控制主开关晶体管的截止时刻。在主开关晶体管的主电流导通端子处产生的谐振电压脉冲(IC6)是容性地连接到比较器晶体管的控制端子,以在谐振电压脉冲的转换时间间隔中维持比较器晶体管导通。
文档编号H02M3/24GK1372373SQ0210654
公开日2002年10月2日 申请日期2002年2月27日 优先权日2001年2月27日
发明者R·G·瓦特森三世, W·V·小菲茨格拉德 申请人:汤姆森许可公司