专利名称：具有软启动功能的电容充电电路的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种充电电路，尤其涉及一种具有软启动功能的电容充电电路，可有效率地应用于数码相机的闪光灯电容或其他具有宽广的充电电压范围的电容性负载。
背景技术：
在数码相机的闪光灯系统中，利用大约3伏特的电池电压经由变压器对于闪光灯电容充电，使其端电压从零伏特上升至数百伏特，以提供闪光灯点亮时所需的高电压。美国专利第6,411,064号、第6,417,649号、第6,518,733号、以及第6,636,021号等现有技术文献已经揭露各种电容充电方法与电路，可应用于具有宽广的充电电压范围的电容性负载。前述文献并入本说明书中作为参考。然而，上述各种现有技术仍具有许多缺点，而需要进一步地改善与革新。
首先，在开始充电初期，过大的涌入电流会流入变压器的一次绕组，使得相对大的能量储存于变压器中。然而，既然电容性负载的端电压几乎为零，所以需要相当长的时间才能将所储存的能量经由二次绕组传送至电容性负载。结果，开始充电初期的充电效率相当低，影响充电系统的正常运作。
当耦合于一次绕组的功率开关在进行接通/断开切换操作时，一次绕组电流与二次绕组电流无可避免地发生上下大幅度的振荡。因为一次绕组电流与二次绕组电流用以决定功率开关的切换时机，所以这种振荡噪声可能误导电流检测结果，而破坏所期望的充电控制机制。
随着电池长时间的使用，电池电压可能显著地下降。由于功率开关从接通转变成断开的时机经由使一次绕组电流增加至一电流上限所控制，所以过低的电池电压势必造成一次绕组电流须经过相当长的时间后才能上升至电流上限。结果，每一充电循环的周期延长，造成输出电压的脉动过大或使充电效率降低，影响充电系统的正常运作。
实用新型内容有鉴于前述问题，本实用新型的一个目的在于提供一种电容充电电路，可降低涌入电流而提高启动初期的充电效率。
本实用新型的另一目的在于提供一种电容充电电路，可避免电流检测结果受到电流振荡噪声误导。
本实用新型的又一目的在于提供一种电容充电电路，可防止充电操作受到电池电压降低的影响。
依据本实用新型的一个方面，提供一种电容充电电路，用以控制变压器使得电池电压经由该变压器对于电容性负载充电。电池电压耦合于变压器的一次绕组。电容性负载耦合于变压器的二次绕组。
电容充电电路包含一功率开关、一开关控制器、以及一软启动电路。功率开关耦合于一次绕组，使得在功率开关的接通时间内允许一次绕组电流的流通，而在功率开关的断开时间内阻挡一次绕组电流的流通。开关控制器控制功率开关的接通时间与断开时间。在开始充电初期，软启动电路调制功率开关的接通时间，使其逐渐增加。因此，依据本实用新型的电容充电电路可降低涌入电流而提高启动初期的充电效率。
第一电流检测电路检测一次绕组电流，而产生一次电流检测信号。参考电压产生器由软启动电路所控制而产生一软启动参考电压。第一电压比较器比较一次电流检测信号与软启动参考电压，而输出一接通时间终止信号至开关控制器。第二电流检测电路检测二次绕组电流，而产生二次电流检测信号。第二电压比较器比较二次电流检测信号与一预定的参考电压，而输出一断开时间终止信号至开关控制器。
最小接通时间限制单元耦合于开关控制器或第一电压比较器，防止功率开关在一最小接通时间届满前切换至断开状态。优选地，最小接通时间限制单元由软启动电路所控制而调制最小接通时间，使其在开始充电初期逐渐增加。最小断开时间限制单元耦合于开关控制器或第二电压比较器，防止功率开关在一最小断开时间届满前切换至接通状态。因此，依据本实用新型的电容充电电路可避免电流检测结果受到电流振荡噪声误导。
最大接通时间限制单元耦合于开关控制器，防止功率开关在一最大接通时间届满后仍维持于接通状态。因此，依据本实用新型的电容充电电路可防止充电操作受到电池电压降低的影响。
图1显示依据本实用新型第一实施例的电容充电电路的电路方框图。
图2(a)显示依据本实用新型的软启动电路的一例子的详细电路图。
图2(b)显示依据本实用新型的参考电压产生器的一例子的详细电路图。
图2(c)显示依据本实用新型的最小接通时间限制单元的一例子的详细电路图。
图2(d)显示依据本实用新型的最大接通时间限制单元的一例子的详细电路图。
图2(e)显示依据本实用新型的最小断开时间限制单元的一例子的详细电路图。
图2(f)显示依据本实用新型的开关控制器的一例子的详细电路图。
图3显示依据本实用新型的电容充电电路的软启动充电波形的时序图。
图4显示依据本实用新型的电容充电电路的一次绕组电流与二次绕组电流的波形时序图。
图5显示依据本实用新型的电容充电电路应对电池电压变动的充电波形的时序图。
图6显示依据本实用新型第二实施例的电容充电电路的电路方框图。
图7(a)显示依据本实用新型第二实施例的电压比较器的一例子的详细电路图。
图7(b)显示依据本实用新型第二实施例的电压比较器的一例子的详细电路图。
图7(c)显示依据本实用新型第二实施例的开关控制器的一例子的详细电路图。
具体实施方式下文中的说明与附图将使本实用新型的前述与其他目的、特征、与优点更明显。下面将参照图式详细说明依据本实用新型的较佳实施例。
图1显示依据本实用新型的电容充电电路10的电路方框图。参照图1，在功率开关SW的接通/断开切换操作下，电池电压Vbat经由变压器11而调节成输出电压Vout，用以对于电容性负载Cload充电。在本实用新型的一实施例中，功率开关SW由高压半导体制程所生产的NMOS晶体管所实施。一次绕组L1与二次绕组L2被设计成具有彼此相反的极性，如图1的黑点所指示，因此变压器11属于回描(Flyback)型态。当功率开关SW处于接通状态时，电池电压Vbat供应一次绕组电流Ipri，以储存能量于变压器11。此时，二次绕组电流Isec为零，且电容性负载Cload的端电压维持固定。当功率开关SW处于断开状态时，电池电压Vbat停止供应一次绕组电流Ipri。此时，储存于变压器11的能量经由二次绕组电流Isec对于电容性负载Cload充电，以提高其端电压Vout。设置于二次绕组L2与电容性负载Cload间的二极管D仅允许电流Isec对于电容性负载Cload充电，而防止电容性负载Cload逆向对二次绕组L2放电。
基于一次绕组电流Ipri与二次绕组电流Isec的变化，开关控制器12产生一开关控制信号DRV，用以决定功率开关SW的接通/断开操作。具体而言，电流检测器13检测一次绕组电流Ipri，用以产生一次电流检测信号Vpri。一次电流检测信号Vpri耦合至电压比较器15的非反相输入端。参考电压产生器14则输出软启动参考电压Vrs至电压比较器15的反相输入端。在功率开关SW处于接通状态时，能量从电池电压Vbat传递至变压器11，所以一次电流检测信号Vpri从零持续增加。当一次电流检测信号Vpri增加至等于软启动参考电压Vrs时，电压比较器15所产生的接通时间终止信号Von从低电平转换成高电平，触发开关控制器12以使功率开关SW结束接通状态而进入断开状态。结果，一次绕组电流Iori被终止成零。基于感应电动势的作用，二次绕组电流Isec从零跳升至由终止前一次绕组电流Ipri与绕组比L2/L1所决定的值。
在功率开关SW处于断开状态的期间中，二次绕组电流Isec对电容性负载Cload充电而持续减小。经由串联电阻Rsec检测二次绕组电流Isec以产生二次电流检测信号Vsec。二次电流检测信号Vsec耦合至电压比较器16的非反相输入端，而参考电压Vr则耦合至电压比较器16的反相输入端。当二次绕组电流Isec逐渐降低而使电压比较器16所产生的断开时间终止信号Voff从低电平转换成高电平时，开关控制器12被触发而使功率开关SW结束断开状态而进入接通状态。结果，二次绕组电流Isec被终止成零。基于感应电动势的作用，一次绕组电流Ipri从零跳升至由终止前二次绕组电流Isec与绕组比L1/L2所决定的值。随后，重复前述说明的各步骤而继续进行下一个充电循环。
在本实用新型的一实施例中，电流检测器13由一串联电阻所实施。在本实用新型的另一实施例中，电流检测器13由本申请人所申请且于2004年8月4日公开的中国发明公开公报第1517714号，发明名称为“高速驱动级的电流检测电路”所揭露的电流检测电路加以实施。前述文献亦并入本说明书中作为参考。
依据本实用新型的电容充电电路10更设有一软启动电路17与一时间限制器18，以增强充电效率。软启动电路17响应于充电命令信号CH而输出软启动信号SS至参考电压产生器14与时间限制器18。参考电压产生器14响应于软启动信号SS而输出软启动参考电压Vrs至电压比较器15。时间限制器18响应于软启动信号SS与开关控制信号DRV而输出最小接通时间限制信号Tonmin、最大接通时间限制信号Tonmax、以及最小断开时间限制信号Toffmin至开关控制器12。
图2(a)显示依据本实用新型的软启动电路17的一例子的详细电路图。当充电命令信号CH处于低电平时，反相器Ns输出高电平信号使NMOS晶体管Qs导通。结果，软启动信号SS被耦合至地电位。当充电命令信号CH处于高电平以使电容充电电路10开始进行充电程序时，反相器Ns输出低电平信号使NMOS晶体管Qs不导通。电流源Is对电容Cs充电，使得软启动信号SS从地电位逐渐上升直到由二极管D1与D2的顺向压降(Forward Bias Drop)所箝位(Clamp)。
图2(b)显示依据本实用新型的参考电压产生器14的一例子的详细电路图。参照图2(b)，软启动信号SS耦合至电压比较器CP的第一非反相输入端、预定的参考电压Vr1耦合至电压比较器CP的第二非反相输入端、电压比较器CP的输出端控制NMOS晶体管Qv1的栅极、并且NMOS晶体管Qv1的源极耦合至电压比较器CP的反相输入端。在一实施例中，参考电压Vr1设定成小于软启动信号SS的稳定值(举例而言，软启动信号SS的稳定值如图2(a)所示的二极管D1与D2的顺向压降)。PMOS晶体管Qv2与Qv3构成一电流镜，其中晶体管Qv2的漏极耦合于晶体管Qv1的漏极而晶体管Qv3的漏极耦合至电阻R2以产生软启动参考电压Vrs。因此，当软启动信号SS小于参考电压Vrl时，软启动参考电压Vrs随着软启动信号SS的增大而逐渐上升。当软启动信号SS超过参考电压Vr1时，软启动参考电压Vrs则改由参考电压Vr1所决定而固定于一稳定值。
在本实用新型的一实施例中，时间限制器18包含一最小接通时间限制单元18-1、一最大接通时间限制单元18-2、以及一最小断开时间限制单元18-3，分别产生最小接通时间限制信号Tonmin、最大接通时间限制信号Tonmax、以及最小断开时间限制信号Toffmin。图2(c)显示依据本实用新型的最小接通时间限制单元18-1的一例子的详细电路图。图2(d)显示依据本实用新型的最大接通时间限制单元18-2的一例子的详细电路图。图2(e)显示依据本实用新型的最小断开时间限制单元18-3的一例子的详细电路图。
参照图2(c)，当开关控制信号DRV处于低电平而使功率开关SW操作于断开状态时，反相器N1输出高电平信号使NMOS晶体管Q1导通。结果，电压比较器CP1的非反相输入端耦合至地电位，而输出最小接通时间限制信号Tonmin的低电平。一旦开关控制信号DRV从低电平转变成高电平而使功率开关SW进入接通状态时，反相器N1输出低电平信号使NMOS晶体管Q1不导通。在此情况下，电流源I1对电容C1充电，最终使得电压比较器CP1的非反相输入端电压大于反相输入端电压，而输出最小接通时间限制信号Tonmin的高电平。从下文关于开关控制器12的详细说明可知，当最小接通时间限制信号Tonmin处于低电平时，开关控制信号DRV被限制于高电平以使功率开关SW维持于接通状态。因此，从开关控制信号DRV由低电平转变成高电平的时起算直到最小接通时间限制信号Tonmin出现高电平的时为止，此期间即依据本实用新型的功率开关SW所操作的最小接通时间。
请注意依据本实用新型的最小接通时间限制单元18-1基于软启动信号SS而决定何时产生最小接通时间限制信号Tonmin的高电平，藉以对于最小接通时间也进行软启动调制。如图2(c)所示，软启动信号SS耦合于PMOS晶体管Q2的栅极，以控制电流源I2供应至电容C1。当软启动信号SS从地电位逐渐上升至稳定值时，电流源I2逐渐减少其供应至电容C1的部分，因为PMOS晶体管Q2与Q3所构成的差动对(Differential Pair)按照软启动信号SS与参考电压Vr2的比例而分配电流源I2流经PMOS晶体管Q2与Q3的各部分。换言之，在电容充电电路10开始充电的初期，软启动信号SS远小于参考电压Vr2，使得电流源I2几乎完全经由晶体管Q2对于电容C1充电。在此情况下，电容C1的端电压以较大速率上升，使得最小接通时间限制信号Tonmin更早转变成高电平，亦即最小接通时间限制单元18-1所设定的最小接通时间更短。随着软启动信号SS逐渐上升，电流源I2用于对电容C1充电的部分逐渐减少，使得最小接通时间限制信号Tonmin更晚转变成高电平，亦即最小接通时间限制单元18-1所设定的最小接通时间更长。因此，依据本实用新型的最小接通时间限制单元18-1所设定的最小接通时间具有从最小值逐渐增加至最大值的软启动调制特征。
参照图2(d)，当开关控制信号DRV处于低电平而使功率开关SW操作于断开状态时，反相器N2输出高电平信号使NMOS晶体管Q4导通。结果，电压比较器CP2的非反相输入端耦合至地电位，而输出最大接通时间限制信号Tonmax的低电平。一旦开关控制信号DRV从低电平转变成高电平而使功率开关SW进入接通状态时，反相器N2输出低电平信号使NMOS晶体管Q4不导通。在此情况下，电流源I3对电容C2充电，最终使得电压比较器CP2的非反相输入端电压大于反相输入端电压而输出最大接通时间限制信号Tonmax的高电平。从下文关于开关控制器12的详细说明可知，最大接通时间限制信号Tonmax的高电平触发开关控制信号DRV变成低电平，使得功率开关SW切换至断开状态。因此，从开关控制信号DRV由低电平转变成高电平的时起算直到最大接通时间限制信号Tonmax出现高电平之时为止，此期间即依据本实用新型的功率开关SW所操作的最大接通时间。
参照图2(e)，当开关控制信号DRV处于高电平而使功率开关SW操作于接通状态时，NMOS晶体管Q5导通使得电压比较器CP3的非反相输入端耦合至地电位，而输出最小断开时间限制信号Toffmin的低电平。一旦开关控制信号DRV从高电平转变成低电平而使功率开关SW进入断开状态时，NMOS晶体管Q5不导通使得电流源I4对电容C3充电。在此情况下，当非反相输入端电压终于大于反相输入端电压时，电压比较器CP3输出最小断开时间限制信号Toffmin的高电平。从下文关于开关控制器12的详细说明可知，当最小断开时间限制信号Toffmin处于低电平时，开关控制信号DRV被限制于低电平以使功率开关SW维持于断开状态。因此，从开关控制信号DRV由高电平转变成低电平之时起算直到最小断开时间限制信号Toffmin出现高电平之时为止，此期间即依据本实用新型的功率开关SW所操作的最小断开时间。
图2(f)显示依据本实用新型的开关控制器12的一例子的详细电路图。参照图2(f)，开关控制器12是一逻辑控制电路，包含两个AND逻辑门A1与A2、一OR逻辑门O1、以及一SR锁存器LA。AND逻辑门A1的两个输入端分别用以接收接通时间终止信号Von与最小接通时间限制信号Tonmin。AND逻辑门A2的两个输入端分别用以接收最小断开时间限制信号Toffmin与断开时间终止信号Voff。OR逻辑门O1的两个输入端分别耦合于AND逻辑门A1的输出端与最大接通时间限制信号Tonmax。SR锁存器LA的重设输入端R是耦合于OR逻辑门O1的输出端、设定输入端S是耦合于AND逻辑门A2的输出端、并且非反相输出端Q是提供所需的开关控制信号DRV。
下面将参照图3至5详细说明依据本实用新型的电容充电电路10的操作与所达成的优良效果如下。图3显示依据本实用新型的电容充电电路10的软启动充电波形的时序图。图4显示依据本实用新型的电容充电电路10的一次绕组电流Ipri与二次绕组电流Isec的波形时序图。图5显示依据本实用新型的电容充电电路10应对电池电压Vbat变动的充电波形的时序图。
参照图3，充电命令信号CH从低电平转变成高电平，使电容充电电路10开始进行充电操作。软启动信号SS从地电位逐渐上升至稳定值。软启动参考电压Vrs随着软启动信号SS逐渐上升，并且比软启动信号SS更早达到稳定值。软启动参考电压Vrs的稳定值设定成小于软启动信号SS的稳定值。在软启动参考电压Vrs达到稳定值前的充电时期是定义成软启动充电期间，而在软启动参考电压Vrs达到稳定值后的充电时期则定义成稳定充电期间。在软启动充电期间内，每一充电循环中开关控制信号DRV的高电平时间(亦即对应于功率开关SW的接通时间)是随着软启动参考电压Vrs的上升而逐渐增长。在稳定充电期间内，每一充电循环中开关控制信号DRV的高电平时间则维持固定，因为软启动参考电压Vrs已经达到稳定值。由于功率开关SW的接通时间具有逐渐增长的软启动调制特征，依据本实用新型的电容充电电路10有效地防止过大的涌入电流流入变压器的一次绕组。结果，在每一充电循环中储存于变压器11中的能量是相对地小，仅需花费少量时间即可传送至电容性负载Cload，即使当电容性负载的端电压几乎为零时也是如此。因而，本实用新型的电容充电电路10有效地提高启动初期的充电效率。
参照图4，当开关控制信号DRV处于高电平时，因为能量从电池电压Vbat传送至变压器11而使一次绕组电流Ipri增加，此时二次绕组电流Isec为零。当开关控制信号DRV处于低电平时，因为能量从变压器11传送至电容性负载Cload而使二次绕组电流Isec减少，此时一次绕组电流Ipri为零。每当开关控制信号DRV发生高、低电平变迁时，亦即功率开关SW进行接通/断开切换时，一次绕组电流Ipri与二次绕组电流Isec产生上下大幅度的振荡的噪声。此种振荡噪声可能误导电流检测结果，而无法对于功率开关SW达成正确的接通/断开切换控制机制。
为了避免振荡噪声的干扰，依据本实用新型的电容充电电路10设有最小接通时间限制信号Tonmin与最小断开时间限制信号Toffmin。从图4可清楚看出，开关控制信号DRV从低电平转变为高电平时所引起的振荡噪声完全发生于最小接通时间限制信号Tonmin仍处于低电平的时期内。在此情况下，如图2(f)所示，无论接通时间终止信号Von如何变化，AND逻辑门A1的输出皆维持于低电平，从而有效地防止振荡噪声误导开关控制信号DRV切换至低电平。再者，开关控制信号DRV从高电平转变为低电平时所引起的振荡噪声完全发生于最小断开时间限制信号Toffmin仍处于低电平的时期内。在此情况下，如图2(f)所示，无论断开时间终止信号Voff如何变化，AND逻辑门A2的输出皆维持于低电平，从而有效地防止振荡噪声误导开关控制信号DRV切换至高电平。
附带一提，在软启动充电期间中，每一充电循环的一次绕组电流Ipri的最大值逐渐变大，这是因为软启动参考电压Vrs逐渐增加所致。然而，在稳定充电期间中，由于软启动参考电压Vrs已经达到稳定值，所以每一充电循环的一次绕组电流Ipri的最大值维持固定。
参照图5，在电池电压Vbat正常的情况下，当开关控制信号DRV处于高电平时，一次绕组电流Ipri以正常的速率上升。当一次绕组电流Ipri达到由软启动参考电压Vrs所决定的电流上限时，接通时间终止信号Von经由开关控制器12使开关控制信号DRV转变成低电平，如前所述。随着电池长时间的使用，电池电压Vbat可能显著地下降。在电池电压Vbat过低的情况下，当开关控制信号DRV处于高电平时，一次绕组电流Ipri的上升速率变得非常缓慢。倘若仍须等待一次绕组电流Ipri达到电流上限时才能使开关控制信号DRV转变成低电平，则每一充电循环的周期延长，可能造成输出电压的脉动过大，或者使充电效率降低而影响整体系统的正常运作。
为了避免此一缺点，依据本实用新型的电容充电电路10设有最大接通时间限制信号Tonmax。当开关控制信号DRV处于高电平的时间达成预定的最大接通时间时，即使一次绕组电流Ipri仍未达到电流上限，最大接通时间限制信号Tonmax可经由开关控制器12使开关控制信号DRV转变成低电平。因此，依据本实用新型的电容充电电路10有效地防止正常电路运作受到电池电压降低的影响。
图6显示依据本实用新型第二实施例的电容充电电路10’的电路方框图。图6的第二实施例电容充电电路10’不同于图1的第一实施例电容充电电路10之处在于(1)最小接通时间限制单元18-1输出最小接通时间限制信号Tonmin至电压比较器15’，防止接通时间终止信号Von’在最小接通时间届满前变成低电平；(2)最小断开时间限制单元18-3输出最小断开时间限制信号Toffmin至电压比较器16’，防止断开时间终止信号Voff’在最小断开时间届满前变成低电平；以及(3)开关控制器12’响应于接通时间终止信号Von’、断开时间终止信号Voff’、以及最大接通时间限制信号Tonmax而产生开关控制信号DRV。
图7(a)显示依据本实用新型第二实施例的电压比较器15’的一例子的详细电路图。参照图7(a)，电压比较器15’经由一开关晶体管Q6与一反相器N3耦合于图1的电压比较器15的非反相输入端而形成。当最小接通时间限制信号Tonmin处于低电平时，反相器N3输出高电平以导通开关晶体管Q6。结果，电压比较器15的非反相输入端耦合于地电位。在此情况下，接通时间终止信号Von被限制成低电平，有效地避免振荡噪声的干扰。当最小接通时间届满而最小接通时间限制信号Tonmin的高电平出现时，反相器N3输出低电平而无法导通开关晶体管Q6。结果，电压比较器15的非反相输入端重新恢复成接收一次电流检测信号Vpri，以进行正常的比较功能。
图7(b)显示依据本实用新型第二实施例的电压比较器16’的一例子的详细电路图。参照图7(b)，电压比较器16’经由一开关晶体管Q7与一反相器N4耦合于图1的电压比较器16的非反相输入端而形成。当最小断开时间限制信号Toffmin于低电平时，反相器N4输出高电平以导通开关晶体管Q7。结果，电压比较器16的非反相输入端耦合于地电位。在此情况下，断开时间终止信号Voff被限制成低电平，有效地避免振荡噪声的干扰。当最小断开时间届满而最小断开时间限制信号Toffmin的高电平出现时，反相器N4输出低电平而无法导通开关晶体管Q7。结果，电压比较器16的非反相输入端重新恢复成接收二次电流检测信号Vsec，以进行正常的比较功能。
图7(c)显示依据本实用新型第二实施例的开关控制器12’的一例子的详细电路图。如前所述，因为接通时间终止信号Von’在最小接通时间届满前限制于低电平，所以接通时间终止信号Von’逻辑上等效于图2(f)的AND逻辑门A1的输出信号。同理，因为断开时间终止信号Voff’在最小断开时间届满前限制于低电平，所以断开时间终止信号Voff’逻辑上等效于图2(f)的AND逻辑门A2的输出信号。因此，在图7(c)的开关控制器12’中，OR逻辑门O1的两个输入端分别耦合于接通时间终止信号Von’与最大接通时间限制信号Tonmax。SR锁存器LA的重设输入端R耦合于OR逻辑门O1的输出端、设定输入端S耦合于断开时间终止信号Voff’、并且非反相输出端Q提供所需的开关控制信号DRV。
虽然本实用新型已经经由优选实施例作为例示加以说明，但是应该理解的是，本实用新型不限于此处所公开的实施例。相反地，本实用新型意欲涵盖对于本领域的技术人员而言是明显的各种修改与相似配置。因此，申请专利范围的范围应根据最广的诠释，以包容所有此类修改与相似配置。
权利要求1.一种电容充电电路，用以控制一变压器使得一电压源经由该变压器充电一电容性负载，其中该电压源耦合于该变压器的一次绕组而该电容性负载耦合于该变压器的二次绕组，该电容充电电路包含一功率开关，耦合于该一次绕组，使得在该功率开关的接通时间内允许一次绕组电流的流通，而在该功率开关的断开时间内阻挡一次绕组电流的流通；一开关控制器，用以控制该接通时间与该断开时间；以及一软启动电路，用以在开始充电初期调制该接通时间，使其逐渐增加。
2.如权利要求1所述的电容充电电路，还包含一第一电流检测电路，用以检测该一次绕组电流，以产生一次电流检测信号；一参考电压产生器，由该软启动电路所控制而产生一软启动参考电压；以及一第一电压比较器，用以比较该一次电流检测信号与该软启动参考电压，以输出一接通时间终止信号至该开关控制器。
3.如权利要求1所述的电容充电电路，还包含一第二电流检测电路，用以检测二次绕组电流，以产生二次电流检测信号；以及一第二电压比较器，用以比较该二次电流检测信号与一预定的参考电压，以输出一断开时间终止信号至该开关控制器。
4.如权利要求1所述的电容充电电路，还包含一最小接通时间限制单元，防止该功率开关在一最小接通时间届满前切换至断开状态。
5.如权利要求4所述的电容充电电路，其中该最小接通时间限制单元由该软启动电路所控制而调制该最小接通时间，使其在开始充电初期逐渐增加。
6.如权利要求1所述的电容充电电路，还包含一最小断开时间限制单元，防止该功率开关在一最小断开时间届满前切换至接通状态。
7.如权利要求1所述的电容充电电路，还包含一最大接通时间限制单元，防止该功率开关在一最大接通时间届满后仍维持于接通状态。
8.一种电容充电电路，用以控制一变压器使得一电压源经由该变压器充电一电容性负载，其中该电压源耦合于该变压器的一次绕组而该电容性负载耦合于该变压器的二次绕组，该电容充电电路包含一功率开关，耦合于该一次绕组，使得在该功率开关的接通时间内允许一次绕组电流的流通，而在该功率开关的断开时间内阻挡一次绕组电流的流通；一开关控制器，用以控制该接通时间与该断开时间；以及一最小接通时间限制单元，防止该功率开关在一最小接通时间届满前切换至断开状态。
9.一种电容充电电路，用以控制一变压器使得一电压源经由该变压器充电一电容性负载，其中该电压源耦合于该变压器的一次绕组而该电容性负载耦合于该变压器的二次绕组，该电容充电电路包含一功率开关，耦合于该一次绕组，使得在该功率开关的接通时间内允许一次绕组电流的流通，而在该功率开关的断开时间内阻挡一次绕组电流的流通；一开关控制器，用以控制该接通时间与该断开时间；以及一最小断开时间限制单元，防止该功率开关在一最小断开时间届满前切换至接通状态。
10.一种电容充电电路，用以控制一变压器使得一电压源经由该变压器充电一电容性负载，其中该电压源耦合于该变压器的一次绕组而该电容性负载耦合于该变压器的二次绕组，该电容充电电路包含一功率开关，耦合于该一次绕组，使得在该功率开关的接通时间内允许一次绕组电流的流通，而在该功率开关的断开时间内阻挡一次绕组电流的流通；一开关控制器，用以控制该接通时间与该断开时间；以及一最大接通时间限制单元，防止该功率开关在一最大接通时间届满后仍维持于接通状态。
专利摘要当一次绕组电流增加至一具有软启动特征的参考电压所设定的电流上限时，功率开关切换至断开状态。当二次绕组电流降低至另一预定的参考电压所设定的电流下限时，功率开关切换至接通状态。最小接通时间限制单元防止功率开关在一最小接通时间届满前切换至断开状态。最小接通时间具有软启动调制特征。最小断开时间限制单元防止功率开关在一最小断开时间届满前切换至接通状态。最大接通时间限制单元防止功率开关在一最大接通时间届满后仍维持于接通状态。
文档编号H02J15/00GK2738454SQ20042007406
公开日2005年11月2日 申请日期2004年8月13日 优先权日2004年8月13日
发明者李荣钦, 林静坤, 吴清顺 申请人:圆创科技股份有限公司