专利名称：Dc－dc转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种DC-DC转换器，包括-一个电感元件；-一个与该电感元件耦合的单向元件；-一个与该电感元件和该单向元件耦合的开关元件；-包括一个集成电路的控制电路，该控制电路耦合到该开关元件的控制电极，以用于交替地使该开关元件导通并将该开关元件保持在导通状态以及使该开关元件不导通并将该开关元件保持在不导通状态。
本发明还涉及一种用于给电灯供电的电子镇流器电路。
从德州仪器(Texas Instruments)对于集成电路UC3852的申请号U-132获知一种在开头段落中提到的DC-DC转换器。在常规应用中，通过一个整流器来从主电源向该DC-DC转换器供电。在这种常规应用中，以具有经整流的正弦波形的电压来向该DC-DC转换器供电。为了实现高功率因子和低THD，所述控制电路控制所述开关元件的导通状态，以使得从电源吸取的电流的形状基本上与存在于该DC-DC转换器的输入端处的电压形状相同，同时所述电压和电流之间的相移基本上为0。在已知的DC-DC转换器中，完全通过所述集成电路来实现对开关元件的导通状态的控制。这样所得到的功率因子较高并且THD较低。然而，由于该集成电路必须提供控制开关元件所需的全部能量，所以该集成电路的供电部分较为复杂，因此制造起来较为昂贵或更为困难。
或者，可以通过为DC-DC转换器配备一个或多个与所述电感元件磁耦合的次级绕组来省却所述集成电路，并且借助于这些次级绕组来控制所述开关元件。在US 5,440,475中公开了这种DC-DC转换器。尽管这种DC-DC转换器中的控制电路相对简单，但是已经发现在实践中常常只能在有限程度上实现功率因子校正和THD抑制，特别在其中由DC-DC转换器提供的功率量是可调节的应用中以及在主电源电压幅度有较大变化的情况下更是如此。
本发明旨在提供一种DC-DC转换器，其中控制电路相对简单并因此较为便宜，同时该控制电路还对开关元件进行控制，以便在THD相对较低的同时获得相对较高的功率因子。
因此，根据本发明，在开头段落中提到的DC-DC转换器的特征在于所述控制电路还包括一个与所述电感元件磁耦合并且与所述开关元件的控制电极电耦合的次级绕组，该次级绕组直接向该开关元件的控制电极提供使得该开关元件导通的部分能量，以及借助于一个由所述集成电路产生的信号来使得该开关元件不导通，并且通过该次级绕组两端的电压来将该开关元件保持在导通状态或不导通状态。
在根据本发明的DC-DC转换器中，对所述开关元件的控制部分地是借助于包括在所述控制电路中的集成电路来实现的，从而确保控制精度。然而，使得该开关元件导通所必须的能量在很大程度上是由所述次级绕组直接提供到所述控制电极的，而不是通过该集成电路提供到该控制电极的，因此该集成电路的供电部分只需要提供有限数量的能量，并从而能够相对简单。
根据本发明的电路装置的各实施例已经获得了良好的结果，其中所述次级绕组直接在所述开关元件的控制电极提供使得该开关元件导通的全部能量。
根据本发明的DC-DC转换器的各实施例已经获得了良好的结果，其中所述集成电路提供使得所述开关元件导通的部分能量。在这些实施例中，同时由所述次级绕组和集成电路来提供使得该开关元件导通的能量。作为结果，该开关元件可以相对较快地导通，从而限制了该开关元件中的能量耗散。
在根据本发明的DC-DC转换器中，所述控制电路优选地配备有用于控制所述开关元件的装置，以使得该DC-DC转换器操作在临界模式下。在临界模式下，当通过所述电感元件的电流已变得基本上等于0时，该开关元件被导通。已经发现，在该操作模式下的能量损耗被最小化，这是因为在所述单向元件中没有反向恢复损耗。在该DC-DC转换器操作在临界模式下并且通过整流器由主电源供电的情况下，通过在主电源的半周期期间将该开关元件导通的时间(接通时间)保持在一个基本上恒定的值可以获得良好的功率因子。这优选地是借助于包括在该控制电路中的定时器和用于激活该定时器的装置来实现的，该定时器用于对该开关元件的接通时间进行定时，而该装置则通过存在于该开关元件的控制电极上的电压来激活该定时器。当该电压超过一个阈值时启动该定时器，以使得该开关元件基本上在该定时器启动的同时变得导通。该定时器通常是所述集成电路的一部分。一个重要的优点在于，通过该集成电路的相同引脚来交换用于启动该定时器的信号和用于使得该开关元件不导通的信号，因此该集成电路只需要相对少量的引脚。
由于其简单的设计及其高功率因子和低THD，根据本发明的DC-DC转换器非常适用于为电灯供电的电子镇流器电路。
下面将参照附图进一步说明本发明的一个实施例。其中，
图1示出了根据本发明的DC-DC转换器的一个实施例。
在图1中，K1和K2是用于连接到提供一个DC电压的电压源的输入端。在常规应用中，输入端K1和K2连接到一个整流器的对应输出端，该整流器的输入端连接到主电源。存在于输入端K1和K2之间的DC电压因此具有经整流的正弦波的形状。输入端K1和K2通过电感元件L1、开关元件S1和欧姆电阻R1的串联安排相连接。开关元件S1和欧姆电阻R1的串联安排被二极管D1和电容C1的串联安排旁路。二极管D1形成一个单向元件。形成一个输出端的端子K3连接到二极管D1和电容C1的公共端。输入端K2也形成一个输出端。次级绕组L2、电容C2和欧姆电阻R4的串联安排连接在输入端K2和开关元件S1的控制电极之间。次级绕组L2与电感元件L1磁耦合。集成电路IC的输入/输出端G/ZCD连接到开关元件S1的控制电极。用于对该开关元件的控制电极处的电压进行箝位的齐纳二极管Z连接在该开关元件的控制电极和输入端K2之间。在图1中，用虚线将IC的内容与电路的剩余部分区分开来。输入/输出端G/ZCD耦合到电流源Istart的输出端。开关元件S2耦合在开关元件S1的控制电极和输入端K2之间。该开关元件S2的控制电极连接到电路部分LA的输出端。电路部分LA的该输出端通过电阻R5连接到电路部分LA的第一输入端S。电阻R5被二极管D2旁路。电容C5连接在电路部分LA的第一输入端S和输入端K2之间。比较器COMP1的第一输入端连接到开关元件S1的控制电极。比较器COMP1的第二输入端连接到参考电压源Vzcd(ref)。比较器COMP1的输出端连接到开关元件S3的控制电极。开关元件S3连接在输入端K2和比较器COMP3的第一输入端之间，并且被电容C6旁路。比较器COMP3的第二输入端还连接到电路部分Vrefgen的输出端。电路部分Vrefgen是用于产生一个参考信号的电路部分，该参考信号代表开关元件S1的接通时间。电路部分Vrefgen的输入端连接到集成电路IC的输入端VO。输入端VO还连接到欧姆电阻R6和电容C4的公共端。欧姆电阻R6和电容C4的串联安排连接在端子K3和输入端K2之间。电容C4被欧姆电阻R7旁路。比较器COMP3的输出端连接到电路部分LA的第二输入端R1。电流源Ion、电容C6、开关元件S3、比较器COMP3和电路部分Vrefgen一同构成一个定时器，用于对开关元件S1的接通时间进行定时。欧姆电阻R2和R3的串联安排连接在端子K3和输入端K2之间。欧姆电阻R3被电容C3旁路。欧姆电阻R2和R3的公共端连接到集成电路IC的第二输入端OVC。开关元件S1和欧姆电阻R1的公共端还通过二极管D3和欧姆电阻R7的串联安排连接到该第二输入端OVC。第二输入端OVC连接到比较器COMP2的第一输入端。比较器COMP2的第二输入端连接到参考电压源Vovc(ref)的输出端。比较器COMP2的输出端连接到电路部分LA的第三输入端R2。
图1所示的电路的操作如下所述。
在接通之后，DC电压存在于输入端K1和K2之间。紧接在该DC-DC转换器接通之后，开关元件S2不导通，并且电流源Istart提供一个电流到开关元件S1的控制电极。结果，该控制电极处的电压增加并且开关元件S1第一次变得导通。电流开始通过电感元件L1、开关元件S1和欧姆电阻R1从输入端K1流向输入端K2。由于电感元件L1和次级绕组L2之间的磁耦合，电感元件L1两端的电压在次级绕组L2两端产生一个电压，该电压将开关元件S1保持在导通状态。几乎在开关元件S1变得导通的同一时刻，开关元件S1的控制电极处的电压超过由参考电压源Vzcd(ref)产生的参考电压，并且比较器COMP1的输出端处的电压从高变到低，从而使得开关元件S3变得不导通，并且电流源Ion开始给电容C6充电。存在于电路部分Vrefgen的输出端处的电压代表开关元件S1的接通时间。当电容C6两端的电压超过电路部分Vrefgen的输出端处的电压时，比较器COMP3的输出端处的电压从低变到高。作为结果，电路部分LA的输出端处的电压从低变到高，从而使得开关元件S2导通并使得开关元件S1不导通。由于现在开关元件S1的控制电极处的电压低于由参考电压源Vzcd(ref)产生的参考电压，所以比较器COMP1的输出端处的电压从低变到高，从而使得开关元件S3导通并对电容C6进行放电。换句话说，由电流源Ion、电容C6、开关元件S3、比较器COMP3和电路部分Vrefgen构成的定时电路被复位。
在电路部分LA的输出端处的电压从低变到高的同时，开始通过欧姆电阻R5对电容C5进行充电。欧姆电阻R5和电容C5的尺寸规格使得电容C5两端的电压(从而在电路部分LA的第一输入端处的电压)非常快速地增加。当第一输入端S处的电压超出一个阈值时，电路部分LA的输出端处的电压从高变到低，从而对电容C5进行放电，并且使得开关元件S2在被导通仅一小段时间之后再次不导通。作为结果，在开关元件S1再次导通之前使得开关元件S2不导通。紧接在通过开关元件S2使得开关元件S1不导通之后，通过电感元件L1的电流从输入端K1经过电感元件L1、二极管D1和电容C1流向输入端K2。通过电感元件L1的电流现在减小，从而改变L1两端的电压的极性。作为结果，次级绕组L2两端的电压极性也发生改变，因此次级绕组L2使得开关元件S1的控制电极处的电压足够低，以便将开关元件S1保持在不导通状态。结果，集成电路IC使得开关元件S1不导通。随后由次级绕组L2将开关元件S1保持在不导通状态。
在开关元件S1不导通的同时，通过电感元件L1的电流随后减小到0。由于电感元件L1和寄生电容的谐振，电感元件L1两端的电压(从而次级绕组L2两端的电压)的极性在通过电感元件L1的电流变为0之后很快被反转。这些寄生电容存在于电感元件L1、二极管D1、开关元件S1的公共端以及输入端和输出端K1、K2、K3之间。结果，开关元件S1被导通，并且有一个增加的电流再一次流经电感元件L1、开关元件S1和欧姆电阻R1。由电感元件L1两端的电压产生的次级绕组L2两端的电压将开关元件S1保持在导通状态。在开关元件S1被导通的同时，所述接通时间定时器通过比较器COMP1被激活，并且重复上面描述的操作状态序列。由于开关元件S1的接通时间是借助于包括在集成电路IC中的电子装置控制的，所以接通时间控制较为精确，从而导致高功率因子和低THD。然而，将所述开关元件带入导通状态的能量不是由集成电路IC提供的，而是由次级绕组L2提供的。因此，集成电路IC可以具有非常简单的供电部分。
在操作期间，从电容C1通过欧姆电阻R6对电容C4进行充电。与此同时，通过欧姆电阻R7对电容C4进行放电。当电容C1上的电压增加时，电容C4两端的电压(即输入端VO处的电压)也增加。当输入端VO处的电压增加时，电路部分Vrefgen产生一个较低的参考信号，从而使得开关元件S1的接通时间减小。在电容C1两端的电压(从而输入端VO处的电压)减小的情况下，开关元件S1的接通时间以类似的方式增加。因此，尽管存在于输入端K1和K2之间的输入电压幅度发生改变或者连接在输出端K2和K3之间的负载发生变化，电容C1两端的电压仍然被保持在一个所期望的值。
如果电容C1两端的电压和/或通过电阻R1的电流突然增加，存在于输入端OVC处的电压也相应地增加。当输入端OVC处的电压超出由参考电压源Voc(ref)产生的电压时，比较器COMP2的输出端处的电压从低变到高，从而使得电路部分LA的第二输入端R2处的电压也从低变到高。这导致电路部分LA的输出端处的电压从低变到高，从而通过开关元件S2使得开关元件S1不导通，并且只要输入端OVC处的电压高于由参考电压源Voc(ref)产生的参考电压，开关元件S1就被保持在不导通状态。因此就保护所述DC-DC转换器免于出现可能损坏该DC-DC转换器的高电压和高电流。
权利要求
1.一种DC-DC转换器，包括-一个电感元件；-一个与该电感元件耦合的单向元件；-一个与该电感元件和该单向元件耦合的开关元件；-包括一个集成电路的控制电路，该控制电路耦合到该开关元件的控制电极，以用于交替地使该开关元件导通并将该开关元件保持在导通状态以及使该开关元件不导通并将该开关元件保持在不导通状态，其特征在于，该控制电路还包括一个与该电感元件磁耦合并且与该开关元件的控制电极电耦合的次级绕组，该次级绕组直接向该开关元件的控制电极提供使得该开关元件导通的部分能量，以及借助于一个由该集成电路产生的信号来使得该开关元件不导通，并且通过该次级绕组两端的电压来将该开关元件保持在导通状态或不导通状态。
2.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述次级绕组直接向所述开关元件的控制电极提供使得该开关元件导通的全部能量。
3.如权利要求1所述的DC-DC转换器，其中所述集成电路提供使得所述开关元件导通的部分能量。
4.如权利要求1-3所述的DC-DC转换器，其中所述控制电路配备有用于控制所述开关元件的装置，以使得该DC-DC转换器操作在临界模式下。
5.如权利要求4所述的DC-DC转换器，其中所述控制电路包括一个定时器和用于激活该定时器的装置，该定时器用于对所述开关元件的接通时间进行定时，而该装置则通过存在于该开关元件的控制电极处的电压来激活该定时器。
6.用于为电灯供电并且包括如权利要求1-5所述的DC-DC转换器的电子镇流器电路。
全文摘要
在一个上变换器中，同时通过一个集成控制电路(16)和电感上的次级绕组(L2)来控制开关元件(S1)。于是实现了高功率因子和低THD，同时该集成控制电路的设计较为简单。
文档编号H02M3/156GK1799184SQ200480015403
公开日2006年7月5日 申请日期2004年5月25日 优先权日2003年6月3日
发明者H·A·I·梅莱, J·A·亨德里克斯 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司