专利名称：单周控制的无桥路升压(blb)功率因数校正电路结构的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种无桥路升压(BLB)功率因数校正电路结构，尤其涉及一种由单周控制，和/或包括双向开关的电路。
背景技术：
功率因数校正是国际标准(EN61000-3-2)要求的，以降低AC电力系统中的谐波发射。
如图1所示的最普通的解决方案通常使用输入整流器桥路，其由具有适当额定电压的四个二极管组成，所述四个二极管与升压开关转换器相连，并由电压回路和电流回路控制。经过二极管DV的外部电压回路倾向于使输出电压保持大致恒定。经过二极管DL的内部电流回路(由箭头表示)将使输入电流形成为跟踪瞬时输入电压。
通常，输入电压由受控的PFC PWM来检测，以生成电流基准信号。电流也由控制电路来检测。因此，输入电压和电流总是保持一定比例，从而在系统的输入处产生理想的电阻性能。
这一公知的电路具有一些缺陷。电流的通路通过串联的三个二极管(输入桥路中两个二极管以及输出升压二极管DL)，特别是在强电流时会产生高传导损耗。浪涌电流控制(NTC器件和继电器)也会影响到性能。PFC PWM控制器通常必须检测经过整流的输入线路电压，还要检测输出电压和瞬时电感器电流，以便能够实现功率因数校正和负载调节。此外，该电路具有多余的整流，即，一方面由输入桥路进行整流，另一方面由升压电感器L进行整流。
图7示出了美国专利4,412,277(该专利通过引用而并入本文)中公开的现有技术中的PFC电路结构，其采用了使用模拟乘法器的传统控制技术。这一结构是不理想的，这至少是因为受控的开关不能在同一时间被驱动，而是需要不同相的单独的门驱动器。
图8示出了另一个现有的单相双升压电路结构。这一电路的缺陷在于高边开关的反向恢复，这会使得实现起来不切实际。这一问题在本发明的无桥路解决方案中得以克服，在本发明中，可使用超快速(hyperfast)升压二极管。现有技术的方法是“无源PFC”，并需要谐振或snubbing网络来获得结果。本发明的无桥路PFC是主动方法，能够使用硬切换或软切换。
同时还涉及到美国专利5,335,163；美国专利4,899,271；欧洲专利1 198 058 A1；以及PCIM会议论文集2003中、教授Manfred Reddig博士以及Manfred Schlenk博士的无需输入整流的高效PFC级(HighEfficient PFC-stage without Input Rectification)。以上文献通过引用而并入本文。
发明内容
根据本发明的一个方面，通过消除了输入整流器桥路的固有损耗，无桥路升压能显著降低现有技术的PFC系统中的功率损耗。同时，它使得系统尺寸减小，从而使其总成本降低。
之前的采用类似电路结构的解决方案需要检测输入线路电压，以使控制器能够正确运行。根据本发明的另一个方面，单周控制(OneCycle Control，或者Single Cycle Control)使得能够执行功率因数校正功能(无需额外复杂的整流网络)来获得AC线路电压基准，从而简化了电路的实现。
根据第三个方面，通过使用诸如S1和S2的双向开关，可通过为输入升压扼流圈增加适当的复位网络而完全控制浪涌电流(由于输出大容量电容(bulk capacitor)的充电而产生的启动过电流)。这样能够避免使用过电流限制器件(例如图1中的NTC和继电器以及旁路二极管)，并降低了对升压二极管的过载能力需求，从而能够使用较小并更有效的部件。
根据第四个方面，将升压电感器设置到系统输入端能实现附加的滤波功能，从而降低了通常位于系统输入处的输入EMI滤波器的成本。
本发明的其它特征和有益效果将通过以下参照附图的详细描述而变得显而易见。
图1示出了传统的PFC电路，其具有输入整流器桥路，所述输入整流器桥路与升压开关转换器相连，并由电压回路和电流回路进行控制；图2示出了根据本发明的一个实施方案的无桥路升压PFC电路的简化电路图；图3示出了根据本发明的一个实施方案的无桥路升压PFC电路的多相实现；图4示意性地示出了使用诸如双向MOSFET或GaN器件的双向开关的、根据本发明的一个实施方案的无桥路升压PFC电路的实现；图5示出了根据本发明的一个实施方案的无桥路升压PFC电路的实际的实现；图6示出了与图5的电路一起使用的OCC控制板；图7示出了使用实现PFC功能的模拟乘法器的现有技术的PFC电路结构；图8示出了另一个现有技术的单相双升压电路结构；图9示出了根据本发明的一个实施方案的具有单周控制的另一个无桥路升压PFC电路；图10示出了根据本发明的一个实施方案的简化的无桥路升压PFC电路；图11示出了对于线电压正周期的与图10相对应的等价电路；图12示出了在90V输入以及输出功率变化时由传统的PFC和无桥路PFC产生的传导损耗；图13示出了MOSFET体二极管的传导损耗与同步整流器中的传导损耗之间的比较；图14示出了使用传统PFC中的分压器的输入电压检测；图15示出了用于电压检测的60Hz变压器；图16示出了用于电压检测的光耦合器；图17示出了使用传统PFC中的分流电阻器的电感器电流检测；图18示出了使用差分模式放大器的电流检测；图19示出了在其中电感器电流由开关和二极管电流来重建的电流检测；图20示出了在传统PFC中产生共模噪声的寄生电容；图21示出了在无桥路PFC中产生共模噪声的寄生电容；图22示出了共模噪声的模拟结果；图23示出了无桥路PFC中的输入电压和电流波形；图24示出了传统PFC和无桥路PFC之间的效率比较；图25示出了无桥路PFC在满输出功率和输入线路电压变化时的功率因数；图26和图27示出了无桥路PFC和传统PFC电路中的EMI噪声的比较；图28是示出了提议在PFC电路中使用的IC的应用的方框图；图29是图28中的IC的方框图；图30是示出了引线分配和定义的图；图31是示出了IC的工作状态及状态之间转换的流程图；图32是IC的Vcc UVLO模式的时序图；图33是IC中的OLP、软起动、正常、OVP、备用、和OUP模式的时序图。
具体实施例方式
I.建议采用的电路所建议采用的电路完全未使用输入桥路，而是用两个升压二极管和两个升压开关来取代了输入桥路的功能。两个升压开关由采用单周控制(OCC)a/k/a单周控制(SCC)技术的闭合回路来控制。
现有电路中的升压电感器被移到实现整流器功能的位置之前，并且它可以是单个的电感器，也可以分为两个电感器(如图所示)，两个输入线上各一个。
图2中示出了简化电路图。该电路由并联工作的两个升压电感器L1和L2组成。可能存在共用磁芯(未示出)。一次仅能有效激活(升压)一个电感器。在输入正弦波的正部分(由实线箭头表示)时，MOSFET S1的栅极被驱动为高，电流流经升压电感器L1，从而对电感器L1充电。通过MOSFET S2体二极管(或者还导通S2)，电流路径关闭。之后，当S1截止时，L1中的能量释放，其输出电流通过D1对输入电容器C和负载充电(通过S2，该回路再次关闭)。
在AC输入周期的负部分，电流将按照图2中所示的虚线箭头流动。S2对L2充电。当S2截止时，D2使L2放电，同时，S1的体二极管将使回路关闭，同时，S1可能被导通。因此，一次仅需要一个开关工作。但是，可同时驱动两个开关(只要在需要时体二极管能够使得电流重新循环，如上所述)。
通过增加相位的数目，同样的解决方案可应用于多相AC输入系统。图3中示出了多相的实现。升压二极管的执行操作应该较快，以便降低开关损耗。
图4示意性地示出了使用诸如双向MOSFET或GaN器件的双向开关的实现。在使用双向开关(能够在两个方向上阻断和导通的开关)代替MOSFET S1和S2时，还能够控制系统的浪涌电流，并允许受控启动(软启动)和有效的功率备用模式。
图9示出了根据本发明的一个实施方案的、具有单周控制的另一个无桥路升压PFC电路。通过开关Q1和Q2的电流由检测电阻器Rs1和Rs2来检测，加法器U3对其进行求和并将之供应至电流检测放大器CSA。分压器R1、R2检测LOAD上的输出电压，并将其供应至误差放大器EA并与基准电压VREF进行比较。CSA和EA各自的输出供应至单周控制电路，单周控制电路控制Q1和Q2，从而控制开关各自的用于功率因数校正的电流。
与现有技术相比，BLB的OCC实现至少能够实现两个重要的简化1)不再需要检测输入电压(图7中点3和5之间的VI)。在BLB的情况下，输入电压相对于接地完全是漂浮的。因此不再需要电路29和31。
2)不再需要检测电感器电流(附图标记23)。开关的电流足够用于电路的运行。因此，可使用根据接地的简单的分流来检测电流，并实现功率因数校正。检测电感器电流的缺陷在于节点是漂浮的(附图标记43)，并且电流包含AC干线的基础频率(50或60Hz)。这意味着变流器需要设计成能够承受低频而不会饱和(需要较大和昂贵的元件)。OCC实现则克服了这一缺陷。也可使用用于OCC的其它合适的电流检测方案。
人们已经构建了具有单向开关的实现并测试得到了良好结果。图5示出了实际的实现。图6示出了OCC控制板，并示出了与图1和图2中的组件相对应的组件。图6中的OCC控制板上的连接器J1与图5中的连接器J6相连。下面将详细讨论SCC芯片42。
II.采用单周控制技术的无桥路PFC的实现A.引言由于单开关CCM(连续传导模式)PFC(功率因数校正)结构简单并且EMI滤波器的尺寸更小，因此在PFC应用中被最广泛地使用。由于其具有高的传导损耗和开关损耗，因此这种电路在低输入线电压时效率低。随着超连接MOSFET和碳化硅肖特基二极管的发展，PFC电路的开关损耗大大改善了。
然而，所述电路仍然要经历引起高的传导损耗的整流器桥路的正向压降，尤其在低输入线电压时。为了降低整流器桥路的传导损耗，已经开发了不同的电路结构，包括无桥路升压PFC，其不需要范围开关(range switch)，并且具有简单的结构和较高的性能。与传统的PFC相比，在没有输入整流器桥路的情况下，无桥路PFC能产生更低的传导损耗。
尽管电路结构简单，但是对于电路来讲，在AC侧放置升压电感器使得难以检测AC线电压和电感器电流。进一步，由于AC侧电感器结构使得输出线电压相对于输入线电压漂移，因此电路具有较高的共模噪声。
与平均电流控制模式相比，单周控制模式对于无桥路PCF电路来说显示了许多优点，例如不需要乘法器、不需要输入电压检测以及不需要电感器电流检测。因此，单周控制提供了具有吸引力的解决方案。
根据本发明的一个方面，在无桥路PFC中实现单周控制技术。通过采用单周控制技术，无桥路PFC电路的电压检测问题和电流检测问题都能够得到解决。实验结果显示，既提高了效率又具有好的功率因数校正功能。EMI结果显示，电路噪声是可控的。
B.无桥路PFC电路图10示出了所述无桥路PFC电路。将升压电感器分离出来并且将其放置在AC侧，以建立升压结构。图11示出了正半线(线电压)周期的等效电路。在正半线周期中，MOSFET S1和升压二极管D1与升压电感器L1一起，构成了升压DC/DC转换器。同时，通过MOSFETS2的体二极管来控制MOSFET S2。由升压转换器来控制输入电流，使其跟随输入电压。在负半线周期中，电路工作在模拟方式下。因此，在每个半线周期中，两个MOSFET之一作为开关工作，而另一个至少作为二极管工作。因此，可以由相同的信号来驱动两个MOSFET。
表1总结了无桥路PFC与传统PFC之间的区别。在每个时刻对这两种电路的传导路径进行比较，无桥路PFC的电感器电流仅通过两个半导体器件，而传统的电路中的电感器电流要通过三个半导体器件。如表1所示，无桥路PFC采用一个MOSFET体二极管来代替传统PFC的两个低速二极管(slow diode)。由于两种电路都作为升压DC/DC转换器工作，因此开关损耗应当相同。因而，效率的提高取决于两个低速二级管与MOSFET体二极管之间的传导损耗差。此外，与传统的PFC相比，无桥路PFC不但降低了传导损耗，而且降低了总的元件数量。
为了估计由于采用无桥路PFC而提高的效率，在理论分析基础上进行了损耗比较。选择额定值为22A、600V的MOSFET作为超连接MOSFET，并且选择额定值为25A、600V的二极管桥路作为GBPC2506W。采用曲线拟合法来生成这些器件的传导损耗模型。基于电感器电流的瞬时电流，在90V的电压输入和可变输出功率情况下，计算由这两种器件产生的传导损耗，如图12所示。对于整个功率级范围，在任何功率级下，无桥路PFC能够将总效率提高约1％。由于较小的MOSFET通态阻抗，导通MOSFET可以进一步降低同步整流器中的传导损耗。基于由所述MOSFET的体二极管和通态阻抗所产生的较低的电压降，重新估计MOSFET的传导损耗。图13示出了计算结果。这两种情况下的功率损耗是非常相似的。尽管在低功率时同步整流器具有微小的改进，但是由于温度越高通态阻抗也越高，因此当MOSFET温度升高时，改进也会随之消失。由于同步整流器的复杂性，因此不应当采用同步整流器。
C.无桥路PFC电路的优点如图10所示，无桥路PFC电路不包含输入二极管桥路，并且升压电感器位于AC侧。由于该电路的输出和输入没有直接相连，因此该无桥路电路存在几个需要强调的问题，例如输入电压检测、电流检测以及EMI噪声。
电压检测和电流检测问题与无桥路电路的控制有关。对于传统的PFC电路，已经开发了几种控制方法，例如平均电流模式控制、峰值电流模式控制以及单周控制。
由于平均电流模式控制具有较高性能并且易于理解，因此平均电流模式控制是最普遍的控制方法。控制器将输入电压信号与电压回路的输出电压相乘以生成电流基准；电流回路控制电感器的平均电流以使其跟随电流基准。
对于单周控制，控制器采用电压回路的输出电压和电感器的峰值电流来计算每个开关周期的负载周期。由于所述负载周期满足升压电路的输入与输出电压关系的要求，因此电感器电流的峰值电流自动地遵循输入电压的波形，从而实现了功率因数校正的功能。
1.输入电压检测对于传统的PFC，输入电压检测比较简单。如图14所示，由于整流器桥路的存在，经整流的输入电压能够直接被分压器检测。对于无桥路PFC，不存在整流器桥路，并且没有使用分压器来检测输入电压的位置。如图15所示，对于电压检测来说，60Hz的变压器是一种简单的解决方案。由于低频变压器的尺寸较大以及成本问题，因此对于千瓦范围的功率供给是不可接受的。如图16所示，由于光学耦合器能够容易地实现绝缘，因此对于电压检测来说也是很好的选择。为了实现电压检测的较小失真，需要采用具有宽的工作范围的较高线性度的光学耦合器，与传统的分压器检测相比，其不但不实用而且复杂得多。
对于平均电流模式控制，基于所检测的输入电压来生成电感器的电流基准。输入电压检测是必要的，并且会使成本上升或者转换器尺寸变大。但是对于单周控制来说，峰值电感器电流与电压回路输出一起工作，因此不需要输入电压检测。对于传统的PFC电路，电压检测比较简单，这使得单周控制的优点更不明显。
无桥路PFC中的输入电压检测的复杂性使得单周控制成为更具有吸引力的控制方法。
2.电流检测对于传统的PFC，电感器电流检测非常简单。如图17所示，仅仅通过在电感器电流的返回路径中放入分路电阻器，采用公用的控制地线就能够检测电感器电流。对于电流检测，不需要绝缘。
对于无桥路PFC，电感器的返回路径与输出不共享相同的地线。因此需要采用绝缘的检测方法。如同电压检测，60Hz的变流器是一种简单的解决方案。但是，由于低频变流器会在信号上产生较大的相位延迟，因此控制输入电流与输入电压将会有相位差。因此，电流检测降低了功率因数。
另一种绝缘方法是采用差分模式放大器，如图18所示。由于高开关频率和高输入电压时的PFC电路的开关，较高的共模电压将会在电流信号中引入外部噪声。由于电流检测电压较低，以使功率损耗最小化，因此，电流检测噪声可能会损害到功率因数。此外，与采用分路电阻器的解决方案相比，差分放大器的成本要高得多。
作为一种选择，可以根据开关电流和二极管电流来重新构建电感器电流，参照图19。由于电感器电流的不同的传导路径，因此电流检测需要三个变流器。
对于平均电流模式控制，电流回路需要电感器的平均电流。但是对于单周控制来说，仅需要电感器的峰值电流来控制。因此能够简化电流检测。通过采用包含MOSFET的串联变流器，能够容易地检测电感器的峰值电流。此外，变流器的使用能够进一步降低由分路电阻器产生的功率损耗。同电压检测一样，用于传统PFC电路的简单电流检测方法降低了单周控制的吸引力。但是对于无桥路PFC来说，电流检测的复杂性使得单周控制成为最具有吸引力的控制方法。
3.EMI噪声EMI噪声问题取决于功率放大级的结构。对于传统的PFC，输出电压地线总是通过整流器桥路连接到输入线。因此，对公模噪声起作用的唯一的寄生电容是MOSFET漏极到大地之间的寄生电容，如图20所示。对于无桥路PFC，不存在整流器桥路。输出电压随着输入的AC线漂移。因而，不但MOSFET漏极与大地之间的寄生电容Cd1和Cd2，而且输出端到大地之间的寄生电容Cn和Cp也对共模噪声起作用，如图21所示。图22示出了模拟的结果。在MOSFET漏极与大地之间的寄生电容上的dv/dt Vcd1和Vcd2的极性相反。通过认真地设计寄生电容，能够消除噪声。由于输出端到大地之间的寄生电容的dv/dt Vp和Vn是相同的，因此无法消除噪声。由于这些电容不但包括PFC级寄生现象的输出而且也包括用于负载的输入，因此与传统的PFC电路相比，共模噪声的情况会更糟糕。
D.实验实现基于以上分析，无桥路PFC电路不但能够简化电路的结构，而且还能够提高效率。此外，对于无桥路PFC电路，所述的单周控制是最具吸引力的控制方法。对于500W、100kHz的开关频率，采用单周控制来设计和实现通用的线输入无桥路PFC电路。在原型中采用600V、22A的超连接MOSFET以及600V、4A的碳化硅二极管。此外，构建采用了相同器件的传统PFC电路来作为基准。
图23示出了输入电压和电流的波形。输入电流优选地跟随输入电压。因而，通过采用单周控制器实现了功率因数校正的功能。图24示出了在90V输入线电压时这两种电路之间的效率比较。对于整个功率范围，效率大约提高了1％，与理论分析结果是非常一致的。图25示出了满输出功率和输入线电压变化时的功率因数。对于整个输入线范围，采用单周控制实现了较高的功率因数。对无桥路PFC电路和传统PFC电路的EMI性能进行了比较，其结果在图26和27中示出。根据实验结果，在低频范围内无桥路PFC噪声与传统PFC电路噪声是相似的。尽管在高频范围内噪声略高，但是无桥路PFC电路的EMI噪声是可控的。
E.总结无桥路PFC电路去除了输入整流器并且能够达到较高的效率。根据理论分析，预期从电路中提高1％的效率。所述电路解决了电压检测和电流检测问题，并且单周控制提供了简单的结构和高性能的解决方案。实验结果显示了单周控制的简便性以及较高的功率因数，并进一步证实了与传统PFC电路相比，无桥路PFC能够将效率提高1％。尽管无桥路PFC仍存在EMI噪声，但是该噪声是可控的，并且与传统PFC电路的EMI噪声相似。
III.建议采用的单周控制PFC IC下面是对前述的本发明的实施例中所建议使用的OCC芯片的描述。
A.特征·采用“单周控制”的PFC·连续传导模式升压型PFC·无需线路电压检测·可编程的开关频率(50kHz-200kHz)·可编程的过电压保护·输入低电压保护·逐周期峰值电流限制·软启动
·用户启动的微功率“休眠模式”·开环保护·98％的最大负载周期限制·用户可编程的固定频率操作·整个频率范围内，150-350nS的最小关闭时间·VCC欠电压关闭·输出欠电压关闭·1.5A峰值的18V栅极驱动·微功率启动(＜200μA)·抗闭锁和ESD保护B.描述设计所建议的功率因数校正(PFC)控制IC用来在输入线电压的宽范围内以连续传导模式(CCM)工作。所述IC是基于“单周控制”(OCC)技术的，该技术提供了用于功率因数校正的成本有效技术方案。所述控制方法允许大量地减少元件数量、PCB区域和设计时间，同时还提供了比传统的技术方案更好的系统性能。所述IC得到完全地保护，并且消除了现有技术方案通常对噪声敏感的线路电压检测的要求。
其特征包括可编程的开关频率、可编程的专门的过电压保护、软启动、逐周期的峰值电流限制、输入低电压保护、开环保护、UVLO以及微功率启动电流。此外，对于低的备用电源的要求(Energy Star，Green Power，Blue Angel等)，通过将OVP引脚电压降到1V以下，可以使所述IC进入总电流消耗在200μA以下的休眠模式。
图28是示出所建议的IC的应用的方框图。在该实施例中，所述IC被用于图1所示类型的整流器型PFC电路中。
图29是所述IC的方框图。
图30是示出引线分配和定义的图。
封装有利地为8引线SOIC。
C.引脚定义COM引脚(接地)
这是所述集成控制电路的接地引脚。所有的内部器件都以该点为基准。
VFB引脚(输出电压反馈)通过电阻分压器来检测升压转换器的输出电压并将其馈送到该引脚中，其中该引脚是输出电压误差放大器的反相输入端。分压电路的阻抗必须足够低，以便不会引入由放大器的输入偏置电流所引起的大的误差，另外，阻抗足够低以使得功率消耗最小化。外部分压阻抗的典型值为1MΩ。误差放大器是能够产生高的输出阻抗的电导，因此除了通过补偿反馈电容来消除输入分压电路的交互作用并且由于放大器的低阻抗输出而减少分压电路的负载外，还会增强误差放大器输出的的抗噪性。
COMP引脚(电压放大器输出)从该引脚到地的外部电路补偿系统的电压回路。由系统设计者来设计并由系统的技术规范来规定这种补偿。这是电压误差放大器的输出，并且补偿网络将规定所述的软启动时间。也可通过将该引脚经由外部电路接地来利用该引脚实现转换器的关闭特征。
GATE引脚这是所述IC的栅极驱动输出。在内部限制该驱动电压的最大值为18V，并且通过所匹配的上升和下降时间来提供±1.5A峰值的驱动电流。
FREQ引脚这是用户可编程的频率引脚。从该引脚到COM引脚的外部电阻对频率进行编程。所述器件的可操作的开关频率范围为50kHz-200kHz。
ISNS引脚(电流感应输入)该引脚是反相的电流检测输入和峰值电流限制引脚。该引脚的电压通过系统电流检测电阻所检测的负压降，代表平均的电感器电流，由电流检测放大器对其进行放大。在该电压到达基准电压的瞬间，驱动脉冲被终止，从而提供“逐周期”的保护。如果比较器的输入电压下降到阈值电压以下，则在下一个时钟周期使驱动脉冲复位。该保护电路包含了跟随比较器的前沿消隐电路，以提高保护过程的抗噪性。所述电流检测放大器的输出也被馈送到求和放大器的反相输入端，其中求和放大器将所述输出电压误差放大器的输出与电流检测放大器的输出相加，由等式Vm＝k·IS·RS来表示求和放大器的输出电压。
其中Vm＝误差放大器的输出电压IS＝平均的电感器电流RS＝系统的电流检测阻抗VCC引脚该引脚是所述IC的电源电压引脚。该引脚是欠电压关断电路的检测节点。可通过将该引脚的电压降到最小关断阈值电压以下来关断所述IC而不会对其造成损害。该引脚在内部未被箝位。
OVP引脚该引脚是过电压保护比较器的输入引脚，其阈值在内部可编程设置为VREF的106％，其对应106％的正常输出电压的阈值。电阻分压器从输出电压到COM引脚提供该引脚，并且只要超过该阈值，就将阻止栅极驱动。例如，该引脚的电压水平降低到引脚的阈值以下时，正常的操作重新开始，(存在滞后)。该引脚也用来通过将电压水平降到0.5V(典型值)以下来激活所述IC的“休眠”模式。
D.工作状态图31是示出工作状态和以及状态之间转换的流程图。更具体地UVLO模式当AC线电压从0伏增加时，所述IC保持为UVLO状态，直到VCC引脚的电压超过VCC开启阈值电压VCC ON时。在IC保持在UVLO状态中期间，栅极驱动电路是非活动的，并且所述IC抽取ICCSTNDBY的静态电流。只要所述IC的电源电压满足VCC＜VCCUVLO的条件，都可从任何其他的工作模式转换到所述UVLO模式。图32是Vcc UVLO模式的时序图。
备用模式如果电源电压已超过VCC ON并且VFB引脚的电压低于VREF的20％，则所述IC进入备用模式。在该模式下，振荡器一直工作，并且所有的内部电路都被偏置，但是栅极是非活动的，并且所述IC抽取ICC STNDBY。除OVP状态之外，可以从任何其他的操作状态转换到该状态。当工作在正常模式下时或者在峰值电流限制故障的条件期间，只要VFB引脚的电压减少到VREF的50％，则所述IC进入备用状态；或者在软启动模式下操作时，只要VFB引脚的电压减少到VREF的20％，则所述IC进入备用状态。在过温度故障的条件下，也会进入该状态。
软启动模式一旦VCC电压超过了VCC ON并且VFB引脚的电压超过了VREF的20％，则激活该状态。软启动的时间被定义为负载周期从0线性增加到最大值所需要的时间，其取决于用于对从COMP引脚到COM的电压回路进行补偿所选择的值。在整个软启动周期中，电压误差放大器的输出(COMP引脚)通过补偿网络来充电。这就迫使该节点的电压线性上升，从而迫使栅极驱动负载周期的电压从0开始线性增加。该受控的负载周期的增加减少了在输入电流的幅度线性增加的条件下系统启动期间的系统元件的压力。
正常模式一旦所述软启动转换完成，则认为所述IC进入正常的操作模式。在该时刻，将开启所述栅极驱动并且所述IC将从电源电压中抽取ICCAG的最大值。如果由于故障而导致关闭(将激活保护电路)，或者如果电源电压降到VCC UVLO的UVLO关闭阈值以下，则所述器件将启动另一个软启动序列。
故障保护模式当任何保护电路被激活时，故障模式将被激活。所述IC保护电路包括电源电压的欠电压锁定(UVLO)，输出过电压保护(OVP)，开环保护(OLP)，输出欠电压保护(OUV)以及峰值电流限制保护(IPK LIMIT)。
参见OLP模式、软启动模式、正常模式、OVP模式、静止模式以及OUP模式的时序图33。
休眠模式通过将OVP引脚降到0.7V(典型值)以下来启动休眠模式。在该模式下，所述IC基本上是关闭的，并且抽取非常少的静态电源电流。
E.总述所述控制IC旨在用于在连续传导模式的固定频率下进行功率因数校正操作的升压转换器。所述IC基本上工作在两个回路中内部电流回路和外部电压回路。内部电流回路速度快而可靠，并且不需要输入电压的检测来生成电流基准。内部电流回路基于脉宽调制器的负载周期对输入线电压的依赖，而维持平均输入电流的正弦曲线外形，以确定模拟输入线电流。从而，电流回路使用嵌入的输入电压信号来控制平均输入电流跟随输入电压。只要在保持连续传导模式下操作，则该过程就是真实的。假设电感器的电感是有限的，当线周期向零交叉点移动以及所述转换器在非常轻的负载情况下工作时，电流波形会有一些失真。在上述两种工作条件下，合成的谐波电流将会在EN61000-3-2的D类说明范围内，因此也就不成问题了。外部电压回路控制升压转换器的输出电压，而输出电压误差放大器在其输出端产生电压，其直接控制积分器斜坡(integrator ramp)的斜率，从而控制平均输入电流的幅度。两个控制元件一起控制输入电流的幅度和形状，以便输入电流能与输入电压成比例并与输入电压同相位。所述IC采用保护电路，以在预期的应用中的提供稳定的工作，并且防止系统级的过电流、过电压、欠电压以及输入低电压情况。
IC电源UVLO电路监控VCC引脚，并保持栅极驱动信号的非活动状态，直到VCC引脚的电压达到UVLO的开启阈值电压VCC ON的时刻。如果VFB引脚的电压大于VREF的20％，则只要VCC的电压超过该阈值，在软启动功能的控制下将开始开启所述栅极驱动，其将会逐渐允许脉冲宽度朝着输出电压误差放大器所要求的最大值而增加。如果VCC引脚的电压降到UVLO的关闭阈值电压VCC UVLO以下，则中断栅极驱动，并且必须再次超过开启阈值电压以重新开始该过程并进入软启动模式。
软启动软启动过程控制输出电压误差放大器的上升速率，以便线性地控制作为时间的函数的渐增的负载周期。软启动时间基本上由所选择的电压误差放大器的补偿元件来控制，并且用户可以在一定程度上基于所期望的回路交叉频率对其进行编程。
频率选择设计振荡器以便由FREQ引脚的外部电阻对所述IC的开关频率进行编程。基于所选择的电阻值，振荡器的设计包括最小值/最大值限制，以便最小的和最大的工作频率落在50-200kHz范围内。
栅极驱动栅极驱动的输出可以是具有足够的驱动能力的图腾柱(totempole)驱动器(例如IRFB22N60C3或等同的元件)，以有效地驱动典型应用的功率开关。
尽管根据本发明的具体实施方案来描述了本发明，但是其他的变化、修改和应用对于本领域的技术人员来讲都是显而易见的。因此，本发明并不受到本文特定公开的限制。
权利要求
1.一种无桥路PFC升压转换器，包括升压电感器，具有连接至第一AC输入端的第一端和连接至第一接点的第二端，所述第一接点限定在第一二极管的阳极和第一开关的第一端之间；所述第一开关的第二端，连接至公用线；电容和负载的并联电路，连接在所述第一二极管的阴极和所述公用线之间；第二二极管和第二开关的串联电路，连接在所述第一二极管的阴极和所述公用线之间；第二AC输入端，连接至在所述第二二极管的阳极和所述第二开关之间限定出的第二接点；以及控制电路，其被连接用于控制所述第一开关和第二开关，以对输送给所述负载的功率进行功率因数校正。
2.如权利要求1所述的无桥路PFC升压转换器，其中，所述第一开关和第二开关是双向开关。
3.如权利要求2所述的无桥路PFC升压转换器，其中，所述双向开关是双向MOSFET。
4.如权利要求2所述的无桥路PFC升压转换器，其中，所述双向开关是GaN器件。
5.如权利要求1所述的无桥路PFC升压转换器，进一步包括连接在所述第二AC输入端和所述第二接点之间的另一个升压电感器。
6.如权利要求5所述的无桥路PFC升压转换器，进一步包括由第三二极管和第三开关组成的串联电路，与所述第一二极管、第一开关以及所述第二二极管和第二开关相并联；以及第三升压电感器，连接在第三AC输入端和第三接点之间，所述第三接点限定在所述第三开关和所述第三二极管的阳极之间。
7.如权利要求1所述的无桥路PFC升压转换器，其中，所述第一开关和所述第二开关是MOSFET，其每一个具有各自的体二极管，所述体二极管的阴极连接至所述第一接点和所述第二接点中相应的一个。
8.如权利要求7所述的无桥路PFC升压转换器，其中，所述MOSFET各自具有一对主端子，所述一对主端子分别连接至所述公用线以及所述第一接点和所述第二接点中相应的一个；以及栅极端子，连接至所述控制电路。
9.如权利要求7所述的无桥路PFC升压转换器，其中，所述控制电路采用单周控制，其中，所述第一开关和第二开关是响应在所述第一开关和第二开关以及所述第一二极管和第二二极管中的电流而受控的。
10.如权利要求7所述的无桥路PFC升压转换器，其中，所述控制电路采用单周控制，其中，所述第一开关和第二开关是响应所述第一开关和第二开关中的电流以及所述负载上的输出电压而受控的。
11.如权利要求7所述的无桥路PFC升压转换器，其中，所述控制电路采用单周控制，其中，所述第一开关和第二开关是响应所述负载上的输出电压以及所述升压电感器中的峰值电流而受控的。
12.如权利要求1所述的无桥路PFC升压转换器，其中，所述控制电路采用单周控制，其中，所述第一开关和第二开关是响应所述第一开关和第二开关中以及所述第一二极管和第二二极管中的电流而受控的。
13.如权利要求1所述的无桥路PFC升压转换器，其中，所述控制电路采用单周控制，其中，所述第一开关和第二开关是响应所述第一开关和第二开关中的电流以及所述负载上的输出电压而受控的。
14.如权利要求1所述的无桥路PFC升压转换器，其中，所述控制电路采用单周控制，其中，所述第一开关和第二开关是响应所述负载上的输出电压和所述升压电感器中的峰值电流而受控的。
全文摘要
无桥路升压电路结构通过消除输入整流器桥路的固有损耗，而减小了现有PFC系统的功率消耗、成本以及尺寸。不需要通过控制器来检测输入线电压。使用单周控制(One Cycle Control，或者Single Cycle Control)使得能够实现功率因数校正功能，而无需复杂的整流网络来获得AC线电压基准。使用双向开关使得能够控制浪涌电流(由于对输出大电容的充电而形成的启动过电流)，这使得能够不使用过电流限制器件，并且降低对二极管过载能力的需求。将升压转换器移动到系统输入端能够增加额外的滤波功能，并且降低输入EMI滤波的成本。
文档编号H02M3/24GK1864319SQ200480028754
公开日2006年11月15日 申请日期2004年9月30日 优先权日2003年10月1日
发明者马尔科·索尔达诺 申请人:国际整流器公司