专利名称：电压转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电压转换器，一种电源管理单元和一种包括该电压转换器的移动设备。
本发明能够用于例如电源，或者诸如移动电话、个人数字助理(PDA)或便携式计算机这样的移动设备中。电压转换器通常用于从DC输入电压源中获得多个DC输出电压。这些输出电压可以比DC输入电压具有更高的电压电平。电压转换器通常是指DCDC电压转换器或开关模式电源(SMPS)。DCDC转换器通常在本领域中是公知的。电压转换器包括能量储存装置，诸如电感器，用于储存从DC输入电压源获得的能量。该能量随后用于产生并维持多个输出电压。该能量储存装置被循环充放电，且通过可编程开关设备调整从能量储存装置至电压转换器输出端的能量流。利用连接至电压转换器任一输出端的反相电路，可以提供负电压也是本领域公知的。
本发明的目的是提供一种改进的电压转换器。为了这个目的，该电压转换器包括-电感电路，用于在电感磁化模式期间储存能量，在电感去磁模式期间转移能量；-至少两条非反相支路，用于提供至少两个非反相输出电压；和-反相支路，用于提供反相输出电压；反相支路和非反相支路并联连接至电感电路的输出端，电感电路被设置成向反相支路以及至少两条非反相支路中的一条转移能量，其中反相电压和相应的至少两条非反相支路中一条的非反相输出电压具有相反的极性和基本相等的幅值。
本发明基于的思想是通过将反相支路连接至电感电路的输出端，而不是非反相支路的输出端，可以实现所需开关设备的大量节约，这就使得电压转换器的设计更有效率和更节约成本。本发明还基于的思想是非反相支路和反相支路的输出电压能够通过在电感电路的输出端可获得的电压箝位电平确定，这就无需再将反相支路连接至非反相支路的输出端。
根据本发明的电压转换器的另一实施例中，反相支路包括电容电路，用于在电感去磁模式期间储存被转移的能量，以及用于在电感磁化模式期间释放被转移的能量。该电容器能够有利地作为电池首先被充电直到达到所需的电压电平，随后基于请求被放电。
根据本发明的电压转换器的一个实施例中，当电容电路的输出端连接至接地电压时，该电容电路被设置成经由该电容电路的输入端接收被转移的能量，而当电容电路的输入端连接至接地电压时，该电容电路被设置成经由输出端释放能量。该实施例具有的优势是它提供了一种便利的方式，用于反转电容器两端的电压的极性。
根据本发明的电压转换器的另一实施例中，电压转换器包括第一和第二开关设备，用于分别在电感磁化模式和电感去磁模式期间分别将电容电路的输入端(In)和输出端(Out)连接至接地电压(GND)。通过第一和第二开关设备，电容电路很容易在受控方式下充放电。
根据本发明的电压转换器的一个实施例中，电压转换器还包括电压下转换(voltage down conversion)电路，通过该电路将输入电压施加于电感电路。因此，可以控制电感电路中的充电量并从而控制电压转换器的输出电压。
根据本发明的电压转换器的一个实施例中，电压下转换电路包括第三和第四开关设备，用于将输入电压和接地电压交替施加于电感电路。该实施例具有的优势是电压下转换的量可以通过第三和第四开关设备的占空比来确定。这样，可以获得可编程的电压下转换电路。
根据本发明的电压转换器的一个实施例中，所述至少两条支路中的至少一条包括另一开关设备，用于启动该支路。通过该另一开关设备，可以控制来自电感电路的能量流。这意味着只有该另一开关设备闭合，能量才将转移至该支路。另外，如果该另一开关设备闭合，那么反相支路的箝位电压的幅值将变得基本等于该启动后的非反相支路的箝位电压的幅值。
根据本发明的电压转换器的另一实施例中，电压转换器还包括控制装置，用于控制开关设备。通过控制这些开关，可以控制电压转换器的运转和响应。
本发明的这些和其他方面将通过附图加以说明。
图1表示根据现有技术的电压转换器；图2表示现有技术中的电压转换器内流经电感器L的磁化电流IL；图3表示现有技术中的电压转换器内电感器L两端的电压降UL；图4表示电容性DCDC反相器；图5表示根据现有技术包括电容性DCDC反相器的电压转换器；图6表示根据本发明包括电容性DCDC反相器的电压转换器；图7表示根据本发明包括电容性DCDC反相器的电压转换器的开关序列；图8表示根据现有技术的另一电压转换器，该转换器包括输入电压降低装置。
图1表示现有技术中的电压转换器，该电压转换器将输入电压Vi转换为三个箝位电压Va，Vb和Vc。图1中，假设Va＞Vb＞Vc。电阻RL1，RL2和RL3代表电压转换器的负载。根据本领域中通常公知的方法产生箝位电压Va，Vb和Vc。例如，通过响应于测量箝位电压Va，Vb和Vc来控制电感磁化和去磁模式的占空比，或者通过测量流经电路负载RL1，RL2和RL3的电流。
在电感磁化模式期间，当D1，S5和S6进入非导通状态时，开关SL闭合(导通状态)。很明显，磁化电流IL等于I1。本领域技术人员很容易证明I1等于I1＝(Vi/L)*t，其中L代表电感器L的电感，t代表时间。因此，磁化电流IL将随时间连续增长，直到IL等于Imax，例如图2的曲线20所示。很容易证明，在电感磁化模式期间，电流IL将等于E＝1/2*L*Imax2的能量E转移至电感电路L。
在电感去磁模式期间，开关SL打开，而同时开关元件D1，S5，S6中的一个进入导通状态。这样，储存的能量E＝1/2*L*Imax2被分配至输出支路12，13或者14中。通过示例，图1假设只有S5进入导通状态，这使得IL＝I2。本领域中通常公知电感器L抵抗突然的电流变化。所以，很容易证明I2将从Imax开始，并从Imax线性减小，如图2中曲线22所示。图2中斜线22的角度α通过L*dIL/dt＝(Vi-Vb+VD2)确定，这意味着斜线22的角度α主要由输出电压Vb确定。
Vb可以用Vb＝Vi-L*dIL/dt+VD2表示。在电感去磁模式期间，电感器L两端的电压L*dIL/dt伏具有负极性，例如图3中曲线32所示。但是，很明显，-L*dIL/dt对输出电压Vb具有正的贡献。VD2代表二极管D2两端的电压降，该电压降取决于使用的技术，通常位于0.3伏至0.7伏之间。应用二极管D1，D2和D3来防止从电压转换器的输出端至内部节点10的电流泄漏。如果开关S5，S6是严格单向的，即它们只是从内部节点10至输出端导通，那么二极管D1，D2和D3能够省略。这种情况例如是，开关S5，S6由一对反向串联的P-mos晶体管构成。很明显，在这种情况下，支路12也必须包括开关设备。如果开关S5和S6打开，电流I2开始流经支路12。如果开关S5闭合，S6仍然打开，那么电压Vb-VD2将施加于内部节点10上。由于该电压小于Va，二极管D1将关断，I2将开始流经第二支路13。类似地，闭合S6将会把电压Vc-VD3施加于内部节点10上，这将使二极管D1和D2关断。通过以控制的方式操作开关SL，S5和S6，可以对电感器L进行磁化和去磁，以及从电感器L向支路12，13，14中的每一条转移能量。电容器C1用作DC输入缓冲器，以保护输入线路免受电压转换器的高频开关输入电流和开关噪声的影响。电容器C2，C3和C4用作DC输出缓冲器。它们的功能首先是平滑高频输出电流，其次是在没有电荷提供到电压转换器的支路期间，保证连续的输出电压。因此，C2，C3和C4两端的电压会出现轻微的AC纹波。但是，这几乎没什么影响，这是由于电容器C2，C3和C4能够通过电感电路足够快地再充电。
图2表示流经电感器L的磁化电流IL。上升沿20代表电感器的充电或磁化(SL闭合)。在电感最大化模式期间，磁化电流IL增加直到SL打开。很容易证明IL等于Vi*t/L，其中t代表时间，L是电感器L的电感。一旦SL打开，电流IL等于Imax，并且表现出如图2所示的下降沿22。很容易证明该下降沿可以表示为dIL/dt＝(Vi-Vout+VD)/L，其中VI代表输入电压，Vout代表图1的输出电压Va，Vb，Vc中的任一个。VD代表当二极管处于导通状态时，二极管D1，D2和D3两端的电压降。
图3表示电感器L两端的电压降UL，它可以表达为UL＝L*dIL/dt。这导致，在IL的上升沿20期间，电压UL是正极性30，在IL的下降沿22期间，电压UL是负极性32。
图4表示DCDC电容性电压反相器。图中示出了电容器Cpump经输入电压源VI充电。在充电期间，开关S4和S2闭合，而开关SL和S7打开。通过这样，Cpump充电直到Cpump两端的电压降对应于Vi，并具有图4所示的极性。一旦Cpump充满电，最终开关S4和S2打开，开关SL和S7闭合。这样，Cpump连接至电容性电压反相器的输出端以转移输出电压Vinv，该输出电压具有和Vi相同的幅值，但是具有相反的极性。电容器Co是DC输出缓冲器，用于平滑转换器的高频输出电流，并且用于当泵电容器Cpump再充电时，向电容性DCDC反相器的负载提供输出电压Vinv。
图5表示图1所示的现有技术中的DCDC电压转换器与图4讨论的电容性DCDC电压反相器的结合。电容器Cpump通过交替运行的开关S4，S’4，S”4连接至支路12，13和14的输出端。通过闭合例如开关S4和S2，泵电容器Cpump由电压Vc充电。通过闭合S7和S1，并打开S4，S’4，S”4和S2，输出电压Vinv变得等于-Vc。
图6表示根据本发明的DCDC电压转换器。图中示出了电容性DCDC反相器连接至内部节点10。这样，在电感去磁模式期间，Cpump由节点10处可获得的电压充电。如前所述，该电压由输入电压Vi和电感器L两端的电压降确定。很明显，电感器两端的电压降由在去磁模式期间从该电感器中引出的电流I2和I’2确定。对于本领域技术人员来说显而易见的是，通过这种设置，根据非反相支路12，13或者14中的哪一条被启动，输出电压Vinv可以与箝位电压Va，Vb或者Vc中的任一个具有基本相同的幅值。通过提供控制装置(82)，可以控制开关S1，S2，S5，S6，S7的占空比，来影响电压转换器的运转。该实施例的优势在于只需要有限数量的额外开关，即S6和S7，这使得电路更容易以更低的成本集成，并且需要更少的开关控制。
通过示例，图7表示用于控制图6的开关S1，S6和S7的开关循环。假设向非反相支路14(根据要求转移)以及非反相支路提供能量。这意味着开关S5和S2闭合，S6和S7打开。对于本领域技术人员来说，节点10处的电压电平将基本上对应于箝位电压Vb是显而易见的。这意味着Cpump两端的电压也变为Vb。但下一电感磁化模式72期间，开关S1和S7闭合，使得电流I1开始流动，用于给电感器L补充能量，而反相支路的输出电压Vinv将变为-Vb。一旦Cpump连接至反相支路的输出端，很明显，电容器Cpump两端的电压会有些下降。所以，在下一电感去磁模式期间，S1和S7重新打开，S6闭合。这样就允许Cpump补充能量，以至于电容器Cpump两端的电压降又是Vb伏。
图8表示一种DCDC电压转换器，其中接地电压GND和输入电压Vi通过开关S3和S4交替连接至电感器L，用于减小输入电压Vi的平均值。对于本领域技术人员来说，可以有利地利用输入值的减小来影响DCDC电压转换器的输出电压是显而易见的。
应该注意，上述实施例说明而不限制本发明，在不脱离所附权利要求保护范围的情况下，本领域技术人员能够设计出许多其他的实施例。词语“包括”不排除存在与权利要求中所列出的元件或者步骤不同的元件或者步骤。元件前的词语“一个”不排除存在多个这样的元件。在彼此不同的从属权利要求中列举了某些措施的事实不表示这些措施的结合不能被有利地使用。
权利要求
1.电压转换器，包括-电感电路(L)，用于在电感磁化模式期间储存能量，在电感去磁模式期间转移能量；-至少两条非反相支路(12，13，14)，用于提供至少两个非反相输出电压(Va，Vb，Vc)；以及-反相支路(15)，用于提供反相输出电压；所述反相支路(15)和所述非反相支路(12，13，14)并联连接至所述电感电路(L)的输出端(10)，所述电感电路被设置成向所述反相支路(15)以及所述至少两条非反相支路(12，13，14)中的一条转移能量，其中反相电压(Vinv)和对应的所述至少两条非反相支路(12，13，14)中的一条的非反相输出电压(Va，Vb，Vc)具有相反的极性和基本相等的幅度。
2.如权利要求1所述的电压转换器，其中，所述反相支路(15)包括电容电路(Cpump)，用于在所述电感去磁模式期间储存被转移的能量，以及用于在所述电感磁化模式期间释放所述被转移的能量。
3.如权利要求2所述的电压转换器，其中，当所述电容电路(Cpump)的输出端(Out)连接至接地电压(GND)时，所述电容电路(Cpump)被设置成经由所述电容电路(Cpump)的输入端(In)接收所述被转移的能量，并且其中当所述输入端(In)连接至所述接地电压(GND)时，所述电容电路(Cpump)还被设置成经由所述输出端(Out)释放能量。
4.如权利要求3所述的电压转换器，包括第一和第二开关设备，分别用于在所述电感磁化模式和所述电感去磁模式期间，分别将所述电容电路的所述输入端(In)和所述输出端(Out)连接至所述接地电压(GND)。
5.如权利要求1所述的电压转换器，其中，所述电压转换器还包括电压下转换电路(80)，经由所述电压下转换电路将输入电压(Vi)施加于所述电感电路(L)。
6.如权利要求5所述的电压转换器，其中，所述电压下转换电路(80)包括第三和第四开关设备(S3，S4)，用于将所述输入电压(Vi)和接地电压(GND)交替施加于所述电感电路(L)。
7.如权利要求1所述的电压转换器，其中，所述至少两条支路(12，13，14)中的至少一条包括另一开关设备(S5，S6)，用于启动所述支路。
8.如上述权利要求中每一个所述的电压转换器，其中，所述电压转换器还包括控制装置(82)，用于控制所述开关设备。
9.一种电源管理单元，包括如上述权利要求中每一个所述的电压转换器。
10.一种移动设备，包括如权利要求7所述的能量单元。
全文摘要
一种电压转换器，包括电感电路(L)，用于在电感磁化模式期间储存能量，在电感去磁模式期间转移能量。另外，该电压转换器包括至少两条非反相支路(12，13，14)，用于提供至少两个非反相输出电压(Va，Vb，Vc)，以及反相支路(15)，用于提供反相输出电压。反相支路(15)和非反相支路(12，13，14)并联连接至电感电路(L)的输出端(10)。电感电路被设置成向反相支路(15)以及该至少两条非反相支路(12，13，14)中的一条转移能量。这样，反相电压(Vinv)和对应的该至少两条非反相支路(12，13，14)中一条的非反相输出电压(Va，Vb，Vc)具有相反的极性和基本相等的幅值。
文档编号H02M3/07GK1871760SQ200480031009
公开日2006年11月29日 申请日期2004年10月19日 优先权日2003年10月21日
发明者亨里克斯·P·M·德克斯, 帕特里克·E·G·斯梅茨, 赫尔曼纳斯·J·埃芬, 威廉默斯·J·R·范利尔 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司