专利名称：具有自适应切换参数调整的dc－dc转换器的制作方法
技术领域：
本申请涉及一种用于将输入电压转换为预定值的输出电压的转换器电路以及一种相应的转换方法。
背景技术：
事实上，可以在所有电子设备中发现稳压电源或受控电源，这些电子设备包括电池充电器、蜂窝电话、计算机、计算机监视器、电视、音频设备和视频摄像机。电源中的一种典型组件可以是转换器，例如直流-直流转换器(下文简称为DC-DC转换器)，转换器根据电源操作，产生作为中间过程的交流信号，并将输出信号传递到负载。
基本上，这种DC-DC转换器接受DC输入电压(Vin)并产生DC输出电压(Vout)。典型地，与输入电压相比，所产生的输出电压具有不同的值或电平。关于DC-DC转换器的输入电压和输出电压之间的关系，主要存在两种操作模式。第一种模式是升压模式(up-mode)，其中Vin小于Vout。第二种模式是降压模式(down-mode)，其中Vout小于Vin。用于例如移动电话、PDA、便携式CD播放器等的便携式设备中的现代DC-DC转换器用于调整电池电压以适应系统中各种电路的需要。现今，具有电池电源的电子设备的数量不断增长。这里，输入电压在电池电压的范围内，意味着简单的单一降压模式或升压模式转换器不足以满足应用。例如，锂离子电池的电池电压可以在2.7V至4.2V之间变化。当所需要的电压位于这个范围的中间时(例如3.3V)，需要升压和降压转换器。
原则上，转换器电路根据可变的输入电压Vin产生具有特定值的调节输出电压Vout。如上所述，输入电压Vin和输出负载可以在使用期间发生变化。这种DC电压转换器通常使用例如电感器L的特定电子组件以存储由流过电感器L的电流所产生的电能。此外，取决于电路的布置，存在至少一个开关器件，这个开关器件可以是功率晶体管或其它的可控半导体开关器件。开关器件用于改变各个电流路径，从而将存储在电感器L中的能量在稍后的时间以电流的形式传输到输出端，在输出端对与输出端并联的电容器C进行充电，因此输出电压实际上保持不变。通过连续地接通和切断开关器件，连续地存储在电感器L中的能量被连续地转移到电容器C并对电容器C进行充电。此外，在电容器C处的电压与开关器件处的电压之间可以存在用于去耦的二极管D，从而输出电压Vout能够高于输入电压Vin。存在两种能够用于DC转换器的操作的基本切换操作模式。
作为第一种基本切换操作模式，转换器电路能够在脉宽调制(PWM)操作模式下操作。原则上，将例如具有方波波形的控制信号提供给开关器件的控制端以控制开关器件的接通和切断状态。增大开关器件的接通时间会增大输出电压，反之亦然。因此，通过调制方波的占空比可以调节输出电压。在多数已知的转换器电路中，控制回路中的模拟控制电路连续地比较输出电压和预定参考电压，并调整控制信号的占空比以维持输出电压实际上保持不变，实现了这种调制。
作为第二种基本切换操作模式，开关器件可以在脉冲频率调制(PFM)操作模式下操作，其中为了在实际上保持输出电压Vout不变而改变切换频率。原则上，产生提供给开关器件的控制端子的相应控制信号(例如矩形信号)的振荡器和驱动器电路能够控制切换操作模式。与上述PWM操作模式相比，DC转换器的PFM操作模式在较小的输出电流电平上提供了更好的效率。首先，与PWM操作模式相比，PFM操作模式所需要的用于维持恒定输出电压的接通转变时间较少，因而使得开关晶体管的栅极驱动功耗较低。其次，由于可以使用具有较少组件的、更为简单的控制电路来实现PFM模式，所以PFM中的控制回路的功耗小于PWM操作模式中的控制回路的功耗。然而，当输出电流达到中等电平或更高时，电压调节的PFM操作模式变得不切实际，这是因为PFM操作模式的最大可用输出电流通常远小于PWM操作模式的最大可用输出电流。
美国专利No.5,568,044中描述的一种已知的转换器电路是开关电压调节器。该电压调节器通过自动地在PFM操作模式和PWM操作模式之间切换而获得了高效率。通过监控输出电压和输出电流来实现电压调节模式之间的切换，其中在较小的输出电流下，调节器在PFM模式下操作；在中等至较大的输出电流下，调节器在PWM模式下操作。当输出电压超过其额定值时，PFM模式通过强制开关器件跳过若干周期以维持恒定的输出电压。在PWM模式下，具有可变占空比的PWM信号控制开关器件。通过反馈电路来维持输出恒定的输出电压，其中该反馈电路根据输出电压的波动而改变PWM信号的占空比。
已知的DC-DC转换器具有若干缺点。一个重要的方面是斜坡补偿，在PWM模式下，转换器可以使用电流模式控制而应用斜坡补偿。电流模式控制是指当达到预置电流时切断有源开关，这与当经过了预定时间后切断开关的占空比控制相反。利用斜坡补偿，能够避免控制开关器件的切换信号的不稳定性。然而，斜坡补偿仅对于特定情况是最佳的，即仅对于输入电压和输出电压的特定组合是最佳的。因此在应用中，如上所述，在通过电池的方式向移动电子设备提供能量的情况下，斜坡补偿不是在输入电压的整个范围内均最佳。
此外，从PWM到PFM模式的转变时间并非不重要。例如在多种情况下，会进入突发模式，结果将出现较大的纹波和较低的效率。因此，现今许多转换器仅具有固定频率控制器，因而完全不能转变为可变频率的PFM模式。相反，在来自这种转换器的输出端的负载电流实际上较小的情况下，转换器完全停止工作，直到输出电压低于下阈值，然后开始工作一段时间，直到达到上阈值。因此，在负载仅需要小电流的情况下，这种转换器在接通和断开整个电路之间连续地执行交替。
此外，即使存在PFM模式，当系统进入PFM状态时也选择例如PFM脉冲的长度和形状的参数，例如采用来自PWM模式下的最后一个占空比的参数。一旦系统处于PFM模式下，那些参数不会变化。由于一旦进入PFM模式PFM脉冲就会具有固定长度，所以在输入电压或所需的负载电流发生变化的情况下不会做出调整。因此，在多数情况下，转换器在实际需要时将更多地从PFM模式转变到PWM模式。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种改进的转换器电路。本发明由独立权利要求所限定。从属权利要求限定了有利的实施例。
在一个实施例中，本发明提供了一种转换器电路，所述转换器电路能够相对于实际的输入和输出电压值、特别是由所述输出电压驱动的负载电流来调整控制信号的形状参数，所述控制信号用于执行切换操作。在另一个实施例中，本发明提供了一种实现斜坡补偿的转换器电路，这个转换器电路足以用于输入和输出电压以及不同电感值的不同组合。在另一个实施例中，转换器电路在操作期间调整所应用的斜坡补偿，从而对于任意输入和输出电压和/或例如电感或滤波器电容的转换器电路的外部组件的数值的比率来说，这种转换器电路实际上是最佳的。在另一个实施例中，本发明提供了一种具有PFM和PWM切换操作模式的转换器电路从PFM模式到PWM模式或相反过程的更有效率的转变，其中关于实际的输入和输出电压值、特别是关于由所述输出电压驱动的负载电流而从PFM模式变为PWM模式或相反。
根据本发明的第一方面，一种用于将输入电压转换为具有预定数值的输出电压的转换器电路基于切换操作。所述切换操作具有切换操作周期，其中该切换操作周期包括至少一个切换操作阶段。所述切换操作由切换控制装置控制。所述转换器电路还包括其中存储有多个数据的查找表装置。相对于所述转换器电路所处的实际切换操作模式，所述切换控制装置使用来自多个数据中的特定数据，从而相对于所述输入电压和所述输出电压连续地调整所述至少一个切换操作阶段的开始和结束。所述切换操作模式至少是例如PWM模式的第一切换操作模式或例如PFM模式的第二切换操作模式。
有利地，可以通过一种完全数字电路来实现本发明的转换器电路。因此不需要模拟控制电路。优选地，本发明的转换器是电流模式控制器。到目前为止，所有的电流模式控制器都是模拟的。仅有的可用的数字控制器是占空比控制器，它们仅能够预先关于输出电压的实际数值而控制切换控制信号的开始时间。根据本发明的转换器能够立即(on-the-fly)调整所述切换操作的参数，因此整个转换操作更有效率。
根据能够与本发明所述第一方面相结合的本发明第二方面，转换器电路还包括用于监控所述输出电压的实际数值的电压监控装置。所述电压监控装置根据与至少一个预定的电压电平有关的所述输出电压的实际数值而产生实际误差信号。所述至少一个预定的电压电平定义了信号窗和所述预定输出电压。
实验表明，为了充分调整输出电压，使用根据本发明的完全数字受控转换器、至少是与所述输出电压是否处于预定信号窗之内或是否高于或低于所述期望的输出电压有关的信息，足以使所述切换控制装置对所述转换器的所述切换操作进行调整。
根据能够与本发明所述第一和第二方面中至少一项相结合的本发明第三方面，所述转换器电路在操作中与至少一个用于存储电能的储能装置相连，并且还包括电流监控装置，用于监控通过所述储能装置的实际电流，所述电流监控装置产生实际电流信号。有利地，本发明的转换器电路不需要外部控制组件，这是因为全部控制器都是数字的。唯一的外部组件是电感器和输出滤波电容。更为优选地，还使用了输入滤波电容。优选地，将低等效串联电阻(ESR)电容器用作滤波电容器。
根据能够与本发明所述第一至所述第三方面中至少一个相结合的本发明第四方面，第一切换操作模式(即PWM模式)具有固定的周期长度。此外，所述特定数据定义了至少一个预定的抛物线波形。所述切换控制装置通过数字-模拟转换装置(例如数字-模拟转换器)产生所述抛物线波形。为此，所述切换控制装置将所述特定数据输入到所述数字-模拟转换装置。此外，如果所述输入电压高于所述输出电压，那么所述的已产生的抛物线波形可以与所述输入电压成比例；如果所述输入电压低于所述输出电压，那么所述的已产生的抛物线波形可以与输出电压成比例。为了这个原因，可将所述切换控制装置布置为执行数字操作，在数字操作中所述各个输入或输出电压对定义了所述抛物线波形的所述特定数据进行加权。将这个所述的数字-模拟转换装置布置为执行所述加权操作也是可能的。
根据能够与本发明所述第一至所述第四方面中至少一个相结合的本发明第五方面，所述切换控制装置还对与所述误差信号和所述抛物线波形有关的电流设定值进行调节。此外，所述切换控制装置在所述实际电流信号达到所述电流设定值时终止所述的至少一个切换操作阶段。
有利地，本发明的转换器电路中的斜坡补偿是自适应的。通过选择所述抛物线波形，所述斜坡补偿对于输入和输出电压的所有组合都是最佳的。更有利地，所述抛物线波形的产生不需要外部组件，仅有根据本发明的所述查找表装置和数字-模拟转换器(DAC)就足够了。根据能够与本发明所述第一至所述第五方面中至少一个相结合的本发明第六方面，第二切换操作模式(即PFM模式)具有可变的周期长度。此外，存储在所述查找表装置中的所述特定数据包括所述至少一个切换操作阶段的多个开始时间值，所述开始时间值由表索引进行索引。
根据能够与本发明所述第六方面相结合的本发明第七方面，所述表索引由所述切换控制装置从所述输入与所述输出电压的比率中获得。
根据能够与本发明所述第六至所述第七方面中至少一个相结合的本发明第八方面，所述切换控制装置根据所述切换周期的实际周期开始时间和预定的时间值而调整所述表索引。
有利地，本发明的转换器电路还提供了PFM模式下用于控制所述切换操作的自适应切换控制信号，例如自适应PFM脉冲。这样，在PFM模式下也能够随着输入电压的变化而对切换控制信号的形状进行调整。因此，关于与所述输出电压相联系的实际需要的负载电流，可以避免不必要的PFM模式到PWM模式的转变。
根据能够与本发明所述第一至所述第八方面中至少一个相结合的本发明第九方面，当所述电流监控装置检测到负电流且所述输出电压高于预定电压值时，所述切换控制装置适于将所述切换操作模式从所述第一切换操作模式改变为所述第二切换操作模式。
根据能够与本发明所述第一至所述第九方面中至少一个相结合的本发明第十方面，当所述输出电压低于预定电压值时，所述切换控制装置适于将所述切换操作模式从所述第二切换操作模式改变为所述第一切换操作模式。
有利地，本发明的转换器电路提供了从PWM到PFM模式的容易切换。对于较大的电流，转换器在恒定频率上工作。对于较小的负载，转换器切换为具有最小纹波的可变频率系统。此外，实验表明本发明的转换器电路中不存在突发模式。
根据本发明的上述任意方面，所述转换器电路中的所述切换控制装置优选地以数字电路的方式实现，更优选地由可以与所述转换器电路集成到一起的集成数字控制器实现。此外，所述转换器电路可以是自动升压/降压转换器，它能够根据可变的输入电压而提供期望的预定输出电压，所述输出电压可以超出特定的范围(例如电池电压)，其中电池的输出电压根据有无负载而变化。
将基于优选实施例并参考附图来描述本发明，其中图1示出了根据优选实施例的转换器电路的示意框图；图2示出了根据优选实施例的转换器电路在PWM模式下的切换操作的状态图；图3示出了根据优选实施例的转换器电路在PFM模式下的切换操作的状态图；图4示出了已知的斜坡补偿原理；图5示出了根据优选实施例的自适应斜坡补偿；图6示出了与输出电压有关的电流设定值的调节参数；图7示出了根据优选实施例的存储在查找表中的数据的图形表示的示例；图8示出了根据优选实施例的存储在查找表中的用于确定表索引的数据的图形表示的示例。
具体实施例方式
将基于转换器电路对优选实施例进行描述，所述转换器电路可以用在用于提供电子设备(例如移动电话)中的电源的集成电路中。
在图1中，示出了本发明的数字受控转换器电路10的框图。转换器电路10提供升压模式，其中输入电压小于期望的输出电压；以及降压模式，其中输入电压大于期望的输出电压。有利地，本发明的转换器电路是自动升压/降压转换器。应当注意的是，为了更好地理解，将示出的转换器电路10简化到其基本原理。然而，这种转换器电路的实现方式(即实践简化的转换器电路)对于本领域的技术人员是明显的。
转换器电路10包括作为切换控制装置的数字控制器20。数字控制器20通过电流监控装置(即模拟至数字转换器(ADC)40)来感测端子Vout处的输出电压的实际值。可以看出的是，在实际的实现中，ADC 40的分辨率可能受到限制。已知的是，四个电压电平(优选地围绕期望的输出电压而对称地布置)足以实现自动升压/降压转换器。因此，这四个电压电平定义了两个信号窗，即小信号窗和大信号窗。在本发明的优选实施例中，将小信号窗布置在与期望的输出电压距离5mV的对称位置处。对于大信号窗，20mV的对称电平是足够的。
此外，数字控制器20能够通过电流监控装置50、52、70和72来监控转换器电路中不同电流路径中的电流，其中所述电流监控装置可以通过例如电流检测半导体器件来实现，例如与各个开关元件S1、S2、S3和S4并联的场效应晶体管(FET)，FET的电压与经过各个开关元件的各个电流成比例。替代电流检测装置的另一种可能是，能够使用横跨开关器件两端的电压作为与电流值相关的信息。此外，数字控制器20能够控制每一个开关元件S1、S2、S3和S4。因此，数字控制器20能够控制转换器电路10执行切换操作，通过切换操作，电能从端子Vin处的输入电压通过电感器L(通过端子LXA、LXB与转换器电路10在外部相连，作为储能装置)转移到输出端Vout。
任意的半导体开关元件(例如MOS晶体管)都可以实现这四个开关元件S1、S2、S3和S4。基本上，利用这些开关元件S1、S2、S3和S4，存在三条有用的电流路径，用于在转换器电路10的转换操作期间使电流流过电感器L。第一电流路径从端子Vin开始，经过开关元件S1、通过电感器L、经过开关元件S3到达地GND。第一路径用于所谓切换操作的升压阶段(up phase)。第二电流路径从端子Vin开始，经过开关元件S1、通过电感器L、经过开关元件S4到达端子Vout。第二电流路径用于所谓切换操作的转送(forward)阶段。第三电流路径从地GND开始，经过开关元件S2、通过电感器L、经过开关元件S4到达端子Vout。第三电流路径用于所谓切换操作的降压阶段。
首先参考图1，下文对脉宽操作模式(PWM模式)下的转换器电路10的操作进行描述。由于转换器电路10是电流模式控制器，必须定义用于确定开关元件S1和S3的切换阈值的电流设定值。为了确定实际的电流设定值，通过数字-模拟转换装置60、62(例如数字-模拟转换器(DAC))将各个数字设定值的数值变换为模拟电压，将这些模拟电压用作各个峰值电流比较器的输入信号。存在两个峰值电流比较器第一峰值电流比较器80用于降压模式中；第二峰值电流比较器82用于升压模式中。此外，存在两个零电流比较器，为了便于概览，将这两个零电流比较器包括在了电流监控装置50、52中。第三电流比较器包括在电流监控装置52中并用于降压模式。此外，第四电流比较器包括在电流监控装置50中并用于升压模式。
要注意的是，在对优选实施例的更进一步开发中，仅使用了一个零电流比较器，即电流监控装置50。因此，可以对这里描述的优选实施例进行修改，从而当请求电流监控装置52时，总是使用电流监控装置50替代电流监控装置52。有利地，可以省略电流监控装置52。通常，零电流信息用于从PWM模式进入PFM模式。如上所述，这个转换器电路10具有三个操作模式，即升压模式(Vin＜Vout)、自动模式或短期自动模式(Vin≈Vout)和降压模式(Vin＞Vout)。
首先描述升压模式。升压模式具有两个切换操作阶段。在升压阶段中，能量存储在电感器L中。升压阶段在PWM操作周期(或操作周期)开始时而开始，并在达到预定(在数字控制器20中编制好的)峰值电流时结束。为此，电流监控装置72对经过开关元件S3(可以是NMOS晶体管)的实际峰值电流进行测量。接下来的切换操作是转送阶段。转送阶段在升压阶段之后开始，并在切换操作周期结束时或电流测量装置50检测到经过开关元件S4(可以是PMOS晶体管)的零电流时结束。
转换器电路10的第二模式是自动或自动模式。这个模式具有三个可能的切换操作阶段。首先仍是升压阶段，这个阶段中在电感器L中存储能量直到达到预置峰值电流。为此，电流监控装置72对经过开关元件S3的实际峰值电流进行测量。接下来的切换操作阶段是转送阶段，这个阶段中将能量转移到输出端。这个阶段在检测到预置峰值电流经过开关元件S1(可以是PMOS晶体管)时、PWM切换操作周期结束时或检测到零电流经过开关元件S4时结束。接下来的切换操作阶段是降压阶段，这个阶段中将电感器L中的能量释放到输出端。这个阶段在PWM切换操作周期结束时或电流监控装置52检测到零电流经过开关元件S2时结束。再次需要注意的是，根据对优选实施例更近一步的开发，仅使用电流监控装置50来检测零电流，这个阶段在PWM切换操作周期结束时或电流监控装置50检测到零电流经过开关元件S4时结束。
最后一个模式是降压模式。它也具有两个阶段。第一阶段是转送阶段。由于输入电压高于输出电压，所以电感器电流增大。这个阶段在电流监控装置70检测到峰值电流经过开关元件S1时或电流监控装置50检测到零电流经过开关元件S4时结束。接下来的阶段是降压阶段。这个降压阶段在PWM切换操作周期结束时或检测到零电流经过开关元件S2时结束。如图2所示，能够以图形的方式将PWM模式中的各种切换操作模式的所有阶段表示在状态图中。
关于图2中的状态图，由于这个图明显地与图1的描述相关联，为了简明，避免了对图2的详细描述。因此，仅需要注意某些注释(remark)。这个状态图示出了三个状态及其条件，表示了转换器电路中可能的切换操作阶段(升压、转送、降压)之一。在升压模式下，仅使用左边两个状态。在降压模式下，仅使用右边的状态。在自动模式下，使用所有的状态。要注意的是，在降压阶段之后不会出现升压阶段。这种现象背后的原因是，在输入电压与输出电压相等的情况下，每一个切换操作周期中的升压和降压阶段中都能出现稳定情况，这导致了不必要的切换转变的产生。换句话说，PWM切换操作模式不会在降压阶段之后立即出现升压阶段，并且当先前的切换操作周期以转送阶段结束时，切换操作模式仅能够以升压阶段开始。有利地，这避免了在降压阶段之后重复出现升压阶段以及在升压阶段之后重复出现降压阶段。
下面参考图1对转换器电路10的PFM切换操作模式进行描述。基本上，为了节省电流，在PFM切换操作模式下没有使用DAC60、62以及第一峰值电流比较器80和第二峰值电流比较器82。此外，仅使用出现在根据本发明优选实施例的ADC 40中的四个电平中的一个电平。通过这种方法，节省了另外三个比较器的电源电流(supply current)。在PFM模式下，根据输入电压和输出电压之间的关系也存在三个不同的操作模式。如上所述，与PWM切换操作模式相关联的模式有升压模式(Vin＜Vout)、自动模式(Vin≈Vout)和降压模式(Vin＞Vout)。与PWM切换操作模式具有实质上不同的是，在PFM模式下还存在另一个阶段，即等待阶段。在等待阶段中，电感器中没有电流。为了限定电感器L的电势，仅闭合了一个开关元件S2或S3。
因此，升压模式下存在升压阶段、转送阶段和等待阶段。自动模式下存在升压阶段、转送阶段、降压阶段和等待阶段。降压模式下也存在三个阶段，即转送阶段、降压阶段和等待阶段。如图3所示，能够以图形的方式将PFM模式下的各种切换操作模式的所有阶段表示在状态图中。
关于图3中的PWM模式的状态图，由于这个图明显地与图1中的描述相关联，为了简明，避免了对图3的详细描述。仅需要注意某些注释(remark)。在图3的PFM模式状态图中，从查找表中获得定义各个阶段的持续时间的时间1和时间2，这将在下文详细解释。取决于PFM切换操作周期的实际脉冲长度，在操作期间可以调整这个表索引。在本发明的转换器电路10的优选实施例中，目标长度是数字控制器20的16个时钟周期，而PWM切换操作周期时间是数字控制器20的8个时钟周期。因此，PFM模式下的最大频率是PWM模式下的频率的一半。
根据本发明的一个方面，在PWM切换操作模式下工作的转换器电路10应用电流模式控制和斜坡补偿以调整切换控制信号，数字控制器20通过切换控制信号控制开关元件S1、S2、S3和S4。如上所述，电流模式控制意味着当实际电流达到预置峰值电流时，切断有源开关元件。对于占空比控制，当经过了预定时间后，切断有源开关。这由图4中的上图内的实线430示出。这里示出了表示实际峰值电流(例如比较器的输入端)的电压波形。当实际峰值电流达到预定的电流设定值410时，切断各个有源开关元件。然而，如果占空比超过50％，则会出现不稳定。这由图4中的上图内的虚线440示出。这个问题在电流模式受控转换器中是众所公知的。通常使用被称为斜坡补偿的方法来解决。图4中的下图示出了斜坡补偿的机制。实践中通常使用锯齿电压波形420作为电流设定值，该波形通常可以从已知的模拟转换器中的锯齿波振荡器中获得。这样，通过使用锯齿波形420，电流信号442和432都是稳定的。应当注意的是在图4中的下图内，通过两个箭头450和452的长度示出了完整的切换操作周期，其中箭头450示出了升压阶段的长度，而箭头452示出了转送阶段的长度。
令人惊讶的是，发明人发现抛物线电压(其幅度与转换器的降压模式下的输入电压成比例，并且与转换器的升压模式下的输出电压成比例)的斜坡补偿总是最佳的。由于本发明的转换器电路10被构建为完全数字控制器，所以最佳波形被存储到转换器电路10中的查找表装置30(例如ROM)中(参见图1)。数字控制器20与DAC60、62之一能够在第一峰值电流比较器80和第二峰值电流比较器82的输入端产生所需的抛物线波形电压。有利地，恒定的斜坡补偿是可能的，它与切换控制信号的占空比无关。此外，选择合适的波形能够获得无摆行为，这一点是模拟转换器非常难以实现的。此外，使用抛物线形状的斜坡补偿与占空比无关。
对于仅有升压模式或降压模式的情况，图5中示出了从实际设定值530减去抛物线波形得到波形520。对于自动转换器，图5中示出了将下降阶段抛物线波形与设定值530相加得到波形510。根据本发明的优选实施例，使用两个抛物线波形510和520。一个用于升压模式，一个用于降压模式。在图5中，抛物线波形510与输入电压成比例。波形510用于降压和自动模式下的转送阶段中的第一峰值电流比较器80处。抛物线波形520与输出电压成比例。波形520用于升压和自动模式下的第二峰值电流比较器82的升压阶段中。在根据优选实施例的本发明的转换器电路的实际实现中，6比特DAC的设定值的范围是从0至63。由于波形510高于设定值530，所以设定值范围扩展到-15，以便能够达到零电流。图5示出了表示开关电感器电流的电压波形540的示例。
由于本发明是一种数字系统，所以峰值电流设定值的分辨率受到了限制。在本发明的一种实现中，所述分辨率为每DAC LSB 20mA。期望的精度可以远高于此。这可以通过对多个切换操作周期上的两个值之间的设定点取平均而实现。这被称作“分段行为(frationalbehavior)”或“分段(fraction)”。在本发明的转换器电路的一种实现中，分段是64个周期。典型地，对于本发明的转换器电路，存在两个用于产生电压误差信号的电压窗。优选地，小信号窗是偏离参考值+5mV和-5mV(即期望的输出电压)的电压窗。如果输出电压超过了这些电平，则启动小信号响应以获得最大精度。优选地，大信号窗可以是偏离参考值+20mV和-20mV的电压窗。超过这些电平将会触发大信号响应，以获得最大速度。比较器检测每一个电平。为了更好地理解，下表示出了比较器的名称和相应的电平。
下文描述了本发明的转换器电路的可能的电流设定值控制回路。本发明实施例中的控制回路包括7个状态。
在上表中，P是成比例的部分，I是电流设定值的控制回路的组成部分。实验表明一种例外是有利的如果在一个切换操作周期后没有达到预置峰值电流且输出电压仍旧过低，那么不更新积分器。P因数的目的是为了稳定系统，同时I因数确保了输出电压中不会出现静态误差。状态lo5m和hi5m被分为两种首先，如果输出电压在小信号窗之外，那么仅对分段进行调整。在下一周期中，如果条件没有变化，那么启动小信号响应。增加额外的状态以增大电路的静态分辨率。图6示出了P、I和输出电压之间的关系的示例。
根据本发明的另一方面，对PFM切换操作模式下的切换操作周期的开始时间进行调整。在PFM切换操作模式下，因为系统在这里变为第一顺序，所以不需要电流控制。有利地，禁用DAC60、62和峰值电流监控装置节省了大量能量，并使转换器更有效率。在PFM切换操作模式下，从具有索引的查找表30中(参见图1)获得开始时间。图7中示出了查找表30中存储的数据的图形表示。在中心区域，升压阶段和降压阶段交替变化。这使得该区域中的增益与仅有升压模式或仅有降压模式下的增益相等。数字控制器20适于测量PFM脉冲的长度。如果PFM脉冲的长度比PWM切换操作周期时间的两倍还要长，那么需要更大的电流且增大索引d。有利地，PFM脉冲因而连续地与输入电压中的变化(例如电池组的下降电压)相适应。图8示出了作为表索引d的函数的转移比Vout/Vin。
根据本发明的另一方面，应当避免转换器在PFM切换操作模式和PWM切换操作模式之间进行不必要的转变。因此，根据本发明的转换器电路10在检测到负电流时和输出电压处于小误差信号窗之内时从PWM切换操作模式变为PFM切换操作模式。在PFM切换操作模式下，仅使用lo5m参考电平。当输出电压变低时，产生切换操作周期并且输出电压应当高于参考值。如果输出电压仍旧过低，那么系统进入PWM切换操作模式。
这种类型的转换器能够用于大多数或所有便携式电子设备中，例如移动电话、个人数字助理(PDA)、便携式cd/mp3播放器、GPS系统等。然而，这种转换器不限于这些应用。相同的原理可以用于电力线反馈(mains fed)DC-DC转换器或车用DC-DC转换器。在这些情况中的多数情况下，使用小型陶瓷电容器且不需要外部组件是具有吸引力的，这可以使用根据本发明的转换器电路而实现。
总之，本发明提供了一种完全数字DC-DC自动升压/降压转换器电路，用于基于切换操作将输入电压转换为具有预定数值的输出电压。所述切换操作包括切换操作周期，所述切换操作周期包括至少一个切换操作阶段。所述转换器由数字控制器控制，所述数字控制器包括其中存储有多个数据的查找表。所述数字控制装置使用来自所述多个数据的特定数据，相对于实际的切换操作模式连续地调整切换操作的开始和结束。所述切换操作模式是PWM和PFM模式。所述转换器是便携式电子设备的最佳选择，它与电池组一同用于供电。有利地，本发明的转换器在这些电池组所提供的全部输入电压范围上提供了稳定的输出电压。此外在多数情况下，可以使用小型陶瓷电容器且不再需要外部组件。
要注意的是，当在说明书和权利要求中使用术语“包括”时，它指定了所述特征、装置、步骤或组件的存在，但不排除一个或多个其它特征、装置、步骤、组件或其组合的存在或附加。此外，权利要求中的元件之前的字“一个”或“一”不排除多个同样元件的存在。此外，任何参考标记都不会限制权利要求的范围。本发明可以通过硬件也可以通过软件的方式来实现，相同的项或硬件可以表示若干“装置”。
权利要求
1.一种转换器电路(10)，用于基于切换操作将输入电压(Vin)转换为具有预定数值的输出电压(Vout)，所述切换操作具有切换操作周期，其中切换操作周期包括由切换控制装置(20)控制的至少一个切换操作阶段，所述转换器电路(10)还包括其中存储有多个数据的查找表装置(30)，其中相对于转换器电路(10)的实际切换操作模式，所述切换控制装置(20)使用来自多个数据中的特定数据，从而相对于所述输入电压和所述输出电压连续地调整所述至少一个切换操作阶段的开始和结束，所述切换操作模式至少是第一切换操作模式或第二切换操作模式。
2.根据权利要求1所述的转换器电路(10)，其中所述转换器电路(10)还包括用于监控所述输出电压(Vout)的实际数值的电压监控装置(40)，所述电压监控装置(40)相对于至少一个预定电压电平，根据所述输出电压(Vout)的实际数值来产生实际误差信号，所述至少一个预定电压电平定义了信号窗和所述预定输出电压。
3.根据权利要求1所述的转换器电路(10)，其中所述转换器电路(10)在操作中与用于存储电能的至少一个储能装置(L)相连，并且还包括用于监控通过所述储能装置(L)的实际电流的电流监控装置(50、52、70、72)，所述电流监控装置(50、52、70、72)产生实际电流信号。
4.根据权利要求1所述的转换器电路(10)，其中第一切换操作模式具有固定的周期长度，并且所述特定数据定义了预定的抛物线波形(510、520)。
5.根据权利要求4所述的转换器电路(10)，其中所述切换控制装置(20)通过数字-模拟转换装置(60、62)产生所述抛物线波形(510、512、520、522)，将所述特定数据从所述切换控制装置(20)输入所述数字-模拟转换装置(60、62)。
6.根据权利要求5所述的转换器电路(10)，其中如果所述输入电压(Vin)高于所述输出电压(Vout)，则所述已产生的抛物线波形(510、512、520、522)与所述输入电压(Vin)成比例，如果所述输入电压(Vin)低于所述输出电压(Vout)，则所述已产生的抛物线波形(510、512、520、522)与所述输出电压(Vout)成比例。
7.根据权利要求4所述的转换器电路(10)，其中所切换控制装置(20)还对关于所述误差信号和所述抛物线波形(510、512、520、522)的电流设定值(530)进行调节。
8.根据权利要求7所述的转换器电路(10)，其中当所述实际电流信号(540)达到所述电流设定值(530)时，所述切换控制装置(20)终止所述至少一个切换操作阶段。
9.根据权利要求1所述的转换器电路(10)，其中第二切换操作模式具有可变的周期长度，并且存储在所述查找表装置(30)中的所述特定数据包括所述至少一个切换操作阶段的多个开始时间值，所述开始时间值由表索引(d)进行索引。
10.根据权利要求9所述的转换器电路(10)，其中所述切换控制装置(20)根据所述输入电压(Vin)与所述输出电压(Vout)的比率而获得所述表索引(d)。
11.根据权利要求9所述的转换器电路(10)，其中所述切换控制装置(20)与所述切换周期的实际周期开始时间和预定的时间值相对应地调整实际的表索引(d)。
12.根据权利要求1所述的转换器电路(10)，其中当所述电流监控装置(50、52、70、72)检测到负电流且输出电压(Vout)高于预定电压值时，所述切换控制装置(20)适于将所述切换操作模式从所述第一切换操作模式改变为所述第二切换操作模式。
13.根据权利要求1所述的转换器电路(10)，其中当所述输出电压(Vout)低于预定电压值时，所述切换控制装置(20)适于将所述切换操作模式从所述第二切换操作模式改变为所述第一切换操作模式。
14.根据权利要求1所述的转换器电路(10)，其中所述转换器电路是自动升压/降压转换器。
15.一种由转换器电路执行的方法，用于将输入电压转换为输出电压，所述方法包括步骤监控所述输出电压，并相对于所述输出电压与预定电压值的偏离来产生误差信号；执行切换操作，用于将电能从所述输入电压供给储能装置；监控从所述储能装置到所述输出电压的电能流；获得所述转换器电路中的查找表中存储的预定数据，所述数据确定了与所述能量流和所述输入电压与所述输出电压的比率有关的所述切换操作的切换操作阶段的最佳长度；通过根据所述预定数据终止每一个所述切换操作阶段来控制所述切换操作。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述方法由根据权利要求1所述的转换器执行。
全文摘要
本发明涉及一种完全数字DC－DC自动升压/降压转换器电路(10)，用于基于切换操作将输入电压转换为具有预定值的输出电压。所述切换操作包括切换操作周期，所述切换操作周期包括至少一个切换操作阶段。所述转换器由数字控制器(20)控制，数字控制器(20)包括其中存储有多个数据的查找表。所述数字控制器使用来自与实际切换操作模式有关的所述多个数据的特定数据，以连续调整切换操作的开始和结束。所述切换操作模式是PWM和PFM模式。所述转换器对于便携式电子设备是最佳的，它与电池组一同用于供电。有利地，本发明的转换器在这些电池组所提供的全部输入电压范围内提供了稳定的输出电压。此外，在多数情况下，可以使用小型陶瓷电容器且不再需要外部组件。
文档编号H02M3/158GK101015112SQ200580027350
公开日2007年8月8日 申请日期2005年8月4日 优先权日2004年8月13日
发明者亨里克斯·C·J·比特克, 朗贝特·J·H·福尔默, 科内利斯·斯廷施特拉 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司