专利名称：一种多路输出电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种电源电路，具体涉及一种多路输出电源。
技术背景目前，在业界应用的多路输出电源中，主输出路为带有负反馈的输出 路，相对性能稳定，稳压精度较高，其余不带反馈的辅输出路性能较差， 稳压精度也不高，故一般将电流最大或重要性最高的输出路作为主输出路 输出。其余的小电流输出路作为辅输出路。而目前业界对安规的要求也越 来越正规，多路输出电源每路输出一般均要进行过载、短路等测试，由于 许多辅输出路输出额定电流较小，其对应变压器绕组的绕组线一般也较细，线阻会较大，加上其输出回路PCB走线一般也较细.，同样线阻也会较大， 加上其它可能存在的线阻，可能造成输出回路短路时最大短路电流只有几 安培有时甚至不到1A，当主输出路负载为轻载输入电压为最高时，其所增 加的负载量不足使占空比调到最大，因此无法使原边进行限流保护，或采 用某路输出电压检测法进行保护，这就可能导致变压器温度超过其相应的 绝缘等级要求，有的则可能造成PCB走线长时间过热，造成PCB或其附近其它阻燃性不高的器件或材料起火。当然也可采用每路输出进行过流检 测的方法进行保护，但这种保护电路复杂，成本极高，可能每路均要与 PWM控制回路进行隔离。这种方法除了要基准源外，还要用运放或比较器，，运放或比较器可能要高于本路输出的单独电源；取样电阻会有功耗.， 影口^]本路输出的负载调整率；要用光耦隔离；PWM控制边还要相应的比较控制电路进行锁死保护或打嗝保护。特别是当输出路数较多每路电流均 不大时，这种方法会造成PCB面积、产品体积过大，成本增加过多等不良 因素， 一般不被采用。如图1所示的现有的一种典型的输出短路(或过流)保护锁死电路， 图1中的R2、 R3、 R6和U5组成基准，Rl为电流取样电阻，C5为电流 信号滤波电容，U4为运算放大器，U3为隔离光耦，RIO、 Rll、 C4、 Ql、 Dl、 U2为电压检测比较电路。正常情况下，Ql集电极为高电平；当所检测输出回路产生过流或短路故障时，Rl上电压升高，运放U4的2脚电压 大于3脚电压，输出的l脚为低电平，光耦U3原边导通，其副边产生相 应的电流使电阻R10上电压升高，运放U2的3脚电压大于2脚电压，其 输出管脚l输出高电平，Ql导通，电源控制模块的COMP脚被拉低，PWM 无输出；同时由于U2运放管脚1输出高电平通过Dl 二极管将运放U2的 3脚锁定为高电平，故Q1始终保持导通状态，PWM被锁定。需要关机待 故障排除后重开机，锁定解除，电源重新正常工作。从上述对典型短路(或过流)保护电路的分析情况可知，现有的多路 输出电源的短路(或过流)保护电路有如下缺陷电路较复杂，成本较高，可靠性较差；特别是当温度范围变宽时，对光耦和基准源芯片的要求更高，成本也会增加。要采用电阻或电流互感器取样电流，当用电阻取样时，会降低效率和增加热损耗，同时由于负载电流变化直接影响到本路输出稳压精度；当输出路数较多时，每路进行检测无论是成本或是电路复杂程度较会大幅增加。 .当需要检测和保护的输出回路电压较低时，不足为运放(如上图中的U4)提供正常电源时，还要为运放专门设计一路电源，或选用低压电源的 相应芯片，但成本会增加。我们采用检测多路输出的一路辅输出路输出电压进行保护时，由于其 它辅输出路当中可能存在电流较小输出路，短路或过流时由于存在较大的 线阻和内阻等导致输出过流或短路电流不足使电源的占空比到最大，而变 压器因这一绕组温度过高无法通过安规或存在安全问题，或PCB走线过热 导致其它安全问题的存在。当输入电压范围较宽时，输入电压最低所有输出满载时的占空比大于 输入电压较高时一路输出处于过流或短路态其它输出路处于轻载时的占空 比，'采用电压检测的方法就不能正确检测出输出过流或短路故障。对于采用对某路输出电压检测方法进行过流保护的电路，当检测路过 流时，就无法检测出本路的过流故障。 发明内容本发明就是为了克服以上的不足，提供一种电路结构简单的的多路输 出电源。本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决一种多路输出电源，包括具有至少两个输出路的变压器、电源控制模块和电压检测比较模块，所述至少两个输出路包括主输出路和辅输出路， 所述电源控制模块的输出端通过开关管与变压器的输入端相连，所述电压 检测比较模块的输出端与电源控制模块的输入端相连；还包括互感器，所述互感器包括与电压检测比较模块的一个输入端相连的检测绕组和串联在 至少两个输出路上的输出路绕组。本发明的技术问题通过以下的技术方案进一步予以解决 所述互感器的绕组间为全耦合。所述输出路绕组包括串联在第一辅输出路上的第一绕组和串联在第二 辅输出路上的第二绕组，所述第一绕组和检测绕组的电流流入端互为同名 端，所述第二绕组和检测绕组的电流流入端互为异名端。所述多路输出电源满足A/Z^^.^^^^ + !x^^和/或編",,x扁，其中，Aa^。为所述第一辅输出路上的输出过流时流过对应变压器绕组的电流变化量，A/Z^2。为所述第二辅输出路 输出过流时流过对应变压器绕组的电流变化量，W^F为所述电压检测比较 模块另一个输入端的基准电压，仏为第一辅输出路过流时所述开关管的占 空比，^为所述互感器磁芯的电感系数，Mz为所述互感器第一绕组的匝 数，M为所述互感器第二绕组的匝数，脸为所述互感器检测绕组的匝数， A/^2为第一辅输出路输出过流时第二辅输出路对应的变压器绕组上电流 的变化量，A/hl为第二辅输出路输出过流时第一辅输出路对应变压器绕组 上电流的变化量。所述输出路绕组包括串联在第一辅输出路上的第一绕组和串联在第二 辅输出路上的第二绕组，所述第一、二绕组和检测绕组的电流流入端互为 异名端。所述多路输出电源满足A/hk^^^-，^^和/或爿丄x 7Vc 7Va編"^^-^x編，其中，A^lo为所述第一辅输出路输出过流时 流过对应变压器绕组的电流变化量，A/Z^2o为所述第二辅输出路输出过流时流过对应变压器绕组的电流变化量，ra^F为所述电压检测比较模块另一个输入端的基准电压，X丄为所述互感器磁芯的电感系数，油为所述互感器第一绕组的匝数，M为所述互感器第二绕组的匝数，绘为所述互感器 检测绕组的匝数，A/^2为第一辅输出路输出过流时第二辅输出路对应的变压器绕组上电流的变化量，A/^l为第二辅输出路输出过流时第一辅输出路 对应变压器绕组上电流的变化量。所述输出路绕组包括串联在第一辅输出路上的第一绕组、串联在第二 辅输出路上的第二绕组和串联在第三辅输出路上的第三绕组，所述第一、 二、.三绕组和检测绕组的电流流入端互为异名端。.所述输出路绕组包括串联在主输出路上的第一绕组、串联在辅输出路 上的第二绕组，所述第一、二绕组和检测绕组的电流流入端互为异名端。所述多路输出电源满足A/hk^^g^-膽x緣"和/或爿丄x 7Vc 7Va編"Zg^L—油x扁，其中，A/hl。为所述主输出路输出过流时流过对应变压器绕组的电流变化量，A/h2。为所述辅输出路输出过流时流过对 应变压器绕组的电流变化量，Fi^F为所述电压检测比较模块另一个输入端 的基准电压，^Z为所述互感器磁芯的电感系数，i为所述互感器第一绕 组的匝数，M为所述互感器第二绕组的匝数，脸为所述互感器检测绕组 的匝数，A/^2为主输出路过流时流过辅输出路变压器绕组上电流的变化 量，A/hl为辅输出路过流时主输出路变压器绕组上电流的变化量。所述输出路绕组包括串联在主输出路上的第一绕组、串联在辅输出路 上的第二绕组，所述第一绕组和检测绕组的电流流入端互为异名端，所述 第二绕组和检测绕组的电流流入端互为同名端。所述检测绕组与电压检测比较模块之间设有整流滤波模块。 所述多路输出电源是反激式或正激式或降压式或升压式或升降压式或 推挽式或半桥式或全桥式拓扑。本发明与现有技术对比的有益效果是本发明电路极其简单，不用基准源、比较器等复杂电路，不用加入电 阻等会带来损耗的器件。本发明既能同时对多路输出进行过流或短路保护，也可以同时对主输 出路和所有辅输出路输出进行过流保护。 .本发明能对小电流输出回路进行定向的过流或短路保护。本发明能对不同输出的过流保护点进行量化设计。本发明在过流保护同时具有对辅输出路间定向调压功能或对主输出路 与辅输出路间进行半定向调压功能，各输出间调压量可大可小，可进行具 体量化设计。本发明还能改善相关输出路的电磁兼容特性。目前还未出现用一个互感器来同时检测多路信号的，原因就是当一个 互感器的不同绕组存在多个激励源时，这些激励源在磁芯中产生的磁场会 相互影响，所取样的信号只可能是综合影响后的信号，由于这些信号频率 相近或相同，不能对各个信号进行分解，甚到有的信号被完全掩盖，而本 发明却正是利用这个原理，通过控制互感器的匝比和各绕组的极性，控制 各绕组信号在综合影响后的信号中的比重来实现相应功能。
图1是现有技术的电路示意图；图2是本发明具体实施方式
一的电路示意图；图2是本发明具体实施方式
一的电路示意图；图3a、 3b、 3c是本发明具体实施方式
一的三路输出电压和占空比的关 系示意图；图4是本发明具体实施方式
二的电路示意图； 图5是本发明具体实施方式
三的电路示意图； 图6是本发明具体实施方式
四的第二种变形的电路示意图； 图7a、 7b、 7c是本发明具体实施方式
四的三路输出电压和占空比的关 系示意图；图8是本发明具体实施方式
五的电路示意图； 图9是本发明具体实施方式
六的电路示意图； 图IO是本发明具体实施方式
七的电路示意图； 图11是本发明具体实施方式
八的电路示意图； 图12是本发明具体实施方式
九的电路示意图； 图13是本发明具体实施方式
十的电路示意图； 图14是本发明具体实施方式
十一的电路示意图。
具体实施方式
本发明的多路输出电源不用在可能过流的辅输出路输出加基准源、运 放或比较器、取样电阻，仅在需要进行过流保护的输出回路串联接入一个过流检测互感器的一个绕组，通过检测互感器的一个检测绕组上的耦合电 压，当耦合电压超过电压检测比较模块的基准电压，电压检测比较模块就 通过电源控制模块输出低电平以保护多路输出电源。这种保护电路的特点 是既可检测部分输出回路也可以检测包含主输出路的全部输出电路的过流 或短路，同时又克服了对小电流输出回路无法进行过流或短路保护的缺陷， 它可以对每一路具体输出回路进行定量的过流保护。对于多路间的输出过 流保护，本发明还能进行输出间的定向或不定向调压功能。下面我们根据具体实施方式
来说明这种定向过流保护原理。
具体实施方式
一如图2所示的多路输出电源，包括变压器T1、电压检测比较模块2、 电源控制模块3。所述变压器T1有四个绕组，分别是第一原边绕组Tla、 第二原边绕组Tlb、第一副边绕组Tlc和第二副边绕组Tld。其中第一原 边绕组Tla对应于变压器Tl的输入，第二原边绕组Tlb、第一副边绕组 Tlc和第二副边绕组Tld对应于变压器Tl的三个输出路，分别是Vol路、 Vo2和Vo3路。其中Vol路、Vo2路为辅输出路，同时也是我们要进行过 流或短路保护的输出路，Vo3路为第三路输出，可以是主输出路也可以是 其它辅输出路。'我们在需要进行过流保护的两路辅输出路间整流滤波前的输出回路中 串联加入一个两绕组的互感器，互感器的两个绕组分别串联在两个输出回 路中，即互感器的第一绕组Lla串联在第一辅输出路(Vol路)上，第二 绕组Lib串联在第二辅输出路(Vo2路)上。第一绕组Lla和第二绕组Lib 的电流流入端互为异名端，即两路电流在互感器磁芯中产生的磁通方向相 反，磁通量相减。互感器还包括检测绕组Llc，所述电压检测比较模块2连接在检测绕 组Lie和电源控制模块3之间，所述检测绕组Lie的电流流入端与第二绕 组Llb的电流流入端互为异名端，与第一绕组Lla的电流流入端互为同名一山顿。优选情况下，检测绕组Lie与电压检测比较模块2之间可设有整流滤 波模块4。所述整流滤波模块4包括第五二极管D5和第五电容C5，所述 第五二极管D5的阳极与检测绕组Llc相连，阴极与电压检测比较模块2 的一个输入端相连，所述第五电容C5 —端与第五二极管D5的阴极相连， 另一端与地相连。显然，整流滤波模块4也可以采用其他形式的电路。所述电源控制模块3通过开关管Ql与第一原边绕组Tla相连，电源 控制模块3输出可调脉宽的脉冲至开关管Ql。所述电源控制模块3优选 PWM控制芯片。本发明通过检测绕组Lie来检测Vol路和Vo2路这两个辅输出路输出 的过流情况，当检测绕组Lie上所耦合的综合电压达到过流保护动作门槛 电压，电压检测比较模块2就输出信号至电源控制模块3，电源控制模块3 输出低电平至开关管Q1，从而锁定所述变压器的输入，这样就可以满足过 流保护的目的。如图3a、 3b、 3c所示，下面我们来详细分析上述多路输出电源的工作 原理我们先对Vol路和Vo2路输出间定向调压功能进行分析。假定第一绕 组Lla的匝数为Na，第一绕组Lla上的电压为VLla;第二绕组Llb的匝 数为Nb，第二绕组Llb上的电压为VLlb;检测绕组Llc的匝数为Nc， 检测绕组Llc上的电压为VLlc; Ll互感器磁芯的电感系数为AL。互感 器各绕间为全耦合即互感系数Ma6 = <formula>formula see original document page 11</formula><formula>formula see original document page 11</formula>D为开关管Ql导通占空比，为方便说明，在下面计算 中我们忽略了二极管正向导通压降，变压器T1的第一原边绕组Tla的匝 数为NP，对应次级各绕组匝数相应为NS1、 NS2、 NS3， VIN为变压器第 一原边绕组Tla的输入直流电压。下面对两路的输出电压进行分析。 对未加互感器调压之前Vol路和Vo2路这两路的输出电压分别为<formula>formula see original document page 11</formula>其中，KoloW为未加互感器之前Vol路的输出电压，t/hl为Vol路输 出对应变压器绕组Tib两端的电压，TO1为Vol路输出整流二极管D3正 向导通压降，Fo2oW为未加互感器之前Vo2路的输出电压，(/h2为Vo2路 输出对应变压器绕组Tld两端的电压，TO2为Vo2路输出整流二极管D2 正向导通压降。加互感器调压之后假设主反馈输出路开环，则Vol路和Vo2路这两路 的输出电压分别为<formula>formula see original document page 12</formula>其中，"l为加上互感器之后Vol路的输出电压，m"为互感器第一绕 组Lla两端的电压，/hl为Vol路输出对应变压器绕组Tlb所流过的电流， A/hl为Vol路输出对应变压器绕组Tlb所流过的电流变化量，/^2为Vo2 路输出对应变压器绕组Tld所流过的电流，A/^2为Vo2路输出对应变压 器绕组所流过的电流变化量，)^2为加上互感器之后Vo2路的输出电压，为互感器第二绕组Lib两端的电压。当Vol、 Vo2路输出电压间不需要进行定向调压时，对所加互感器按 下面(1)进行设计，艮P:M)xA/Ls2-iVaxA/Lsl = 0 (1)这种情况下，加入互感器后Vol、 Vo2路输出电压基本维持不变。.也可以根据实际Vol路、Vo2路输出电压与额定值的关系来确定(1) 到底是大于零还是小于零或是等于零。如Vo2路输出电压较额定值偏高时， 我们就让(1)式为大于零，这时，加入互感器后，Vol路电压升高，Vo2 路输出电压下降，达到一种调压目的。当Vo2路输出电压偏低，Vol路输 出电压偏高时，可以由Vol路定向补偿Vo2路输出，使(1)式为小于零， Vo2路电压升高。可见，这种过流保护电路同时具有定向调压功能。另由 于Vol、 Vo2路变化量与占空比无关，故不影响Vo3路输出电压。下面我们对互感器的检测绕组Llc上的输出电压进行分析<formula>formula see original document page 12</formula>下面我们分析过流保护原理，假设当Vo2路输出电流超过某设定值时 就需要进行保护时，对应此时Vo2路输出电流折算到变压器相应绕组的电 流为AILs20， AILs2o必然大于Vo2路额定输出电流折算到变压器相应绕 组的电流为AILs2，艮卩AILs2o〉AILs2。当Vo2路输出过流时，我们可以通 过控制Nb与Na间匝比使它们满足条件Nb*AILs2o>Na*AILsl 。这时Lla 与Lib绕组可等效为一个绕组，这个等效绕组与Lie间就相当于一个同向 耦合的变压器，与正激式拓朴类似。这时，如果Vi值达到过流保护锁死电 路动作门槛电压时，PWM芯片输出被关断并锁死。.对应于图3所示的电 路的动作条件为W^fT^T ，其中M￡F为所述电压检测比较模块另一个输入端的基准龟压，将上式代入(2)式，可得出Vo2路输出电流过流点值为根据(3)就可设计出所需加入电感的各绕组匝数关系，结合调压需要， 设计出所要加的互感器。同理，当Vol路输出电流超过某设定值时需要进行保护时，我们要保 证Nb*AILs2<Na*AILslo，这时Lla与Lib绕组可等效为一个绕组，这个 等效绕组与Lie间就相当于一个反向耦合的变压器，与反激式拓朴类似。 这时，如果Vi值达到过流保护锁死电路动作门槛电压时，PWM芯片输出 被关断并锁死。对应于图3所示的电路的动作条件为对应(2)式变为=-^--(1同样可经计算出Vol路输出电流过流点值为A/Lslo 2-;-+ -(4)(5)这样我们就完成了这种具有升降压式定向调压的过流保护电路。
具体实施方式
二如图4所示，本具体实施方式
与具体实施方式
一的不同之处在于本具体实施方式
的多路输出电源是一种降压式定向调压的多路输出电源。第一绕组Lla和第二绕组Llb的电流流入端互为同名端，即两路电流在互感 器磁芯中产生的磁通方向相同，磁通量相加。检测绕组Llc的电流流入端 与第一绕组Lla和第二绕组Lib的电流流入端互为异名端。加入互感器L1后，Vol、 Vo2路输出电压与Vi电压分别为Fol = [/h1(1 — Ds) -爿丄x W。(Mj x A/丄s2 + Mz x A/Lyl)Fb2 = t/丄: 2(1 - - J丄x M)(A/a x緣sl +潘x A/h2)= " x M;(M x緣s2 + x Aiisl)从上式可知Vol、 Vo2路输出电压均下降了。同时根据Vi电压值与过 流保护锁死动作门槛电压关系可分别得出Vol、 Vo2路输出过流点值A/Lslo 2---^丄x iVc TV"这种具有定向降压的过流保护方式也可用于两路或两路以上辅输出路 输出过流或短路保护中，其设计计算方法与前面相同。显然，检测绕组Llc的电流流入端与第一绕组Lla和第二绕组Lib的 电流流入端也可互为同名端。此时，第五二极管的阳极与第五电容和电压 检测比较模块2相连，第五二极管的阴极与检测绕组L1C相连。对应的分 析方法与反激式类似。这里不作详细分析。
具体实施方式
三如图5所示，本具体实施方式
与具体实施方式
一的不同之处在于 本具体实施方式
增设了一个四绕组的互感器，所述互感器包括第一绕组Ua、第二绕组Llb、检测绕组Llc和第三绕组Lld，其中互感器的第 一绕组Lla串联在第一辅输出路(Vol路)上，第二绕组Llb串联在第二 辅输出路(Vo2路)上，第三绕组Lld串联在第三辅输出路(Vo3路)上。 显然，利用本发明的技术思路也可以对三路以上辅输出路输出进行定向调压同时进行过流或短路保护。
具体实施方式
四如图6所示，本具体实施方式
与具体实施方式
一的不同之处在于本具体实施方式
对主输出路与辅输出路同时进行过流检测，这样可以 实现对主输出路与部分辅输出路的过流或短路检测或对主输出路与全部辅 输出路的过流或短路检测的同时实现辅输出路间输出电压的半定向调压功 能。我们以图6所示的四路输出的反激式多路输出电源为例进行说明。我们假设输出路Vo2电压偏高，Vo3路和Vo4路电压偏低，现在我们 在Vo2路与带反馈的主输出路Vo1间整流滤波前加一互感器，其中互感器 的第一绕组Lla串联在主输出路(Vol)路上，第二绕组Llb串联在辅输 出路(Vo2)路上。第一绕组Lla和第二绕组Llb的电流流入端互为同名 端，即两绕组电流在互感器磁芯中产生的磁通方向相同，磁通量相加。互 感器的检测绕组Llc与电压检测比较模块2相连。假定第一绕组Lla的匝数为Na，第一绕组Lla上的电压为VLla;第 二绕组Llb的匝数为Nb，第二绕组Llb上的电压为VLlb;检测绕组Llc 上的电压为VLlc ;互感器L1的磁芯的电感系数为AL。第一、二、三绕 组的各绕组间为全耦合，如Lla、 Lib的互感系数M""V丄l"x揚，其它类 同。D为原边幵关管导通占空比，为方便说明，在下面计算中我们忽略了 二极管正向导通压降。变压器对应原边绕组的匝数为NP，对应次级各绕 组匝数相应为NS1、 NS2、 NS3、 NS4， VIN为变压器原边输入直流电压。如图7a、 7b、 7c所示，下面对两路的输出电压进行分析。我们先对半 定向调压原理进行分析。主输出路加入第一绕组Lla后，由于第一绕组Lla 和第二绕组Llb的电流流入端互为同名端，主输出路电压有下降趋势，由 于主输出路存在负反馈，这就必然导致占空比被调高，主输出路保持稳定， Vo2路输出可能升可能降，其它路辅输出路输出电压上升。下面是具体分 析对未加电感调压之前两路的输出电压分别为 Fbl = ,1 _ FDl)(l —仏)=L/Lsl * (1 — Os)Fo2 = ,2 _ KD2)(1 -仏)="丄s2 * (1 - As)对加电感调压之后假设主反馈输出路开环，则两路的输出电压分别为w= ("hi _ ra")(i _側 - Z)s) _ j丄x x A/h2 + x A/Lsl)从上面公式中可知，开环时对于Vol、 Vo2路中输出，输出电压均下 降。而正常工作时主反馈输出路Vol是闭环的，为保持本路输出电压的稳 定，当主输出路电压下降时，通过反馈环调节原边开关管的导通占空比。可得出新占空比为Z^^+^x^x顺励x规s2 + ^x""1)，其中，D"为新占空比，，为变压器对应第一原边绕组Tla的匝数；AM为Vol路输出对应变压器绕组Tib的匝数；raV为变压器第一原边绕组的输入直流电压。对应新占空比，除Vol输出电压不变外，其余各路输出的电压分别为t, ," t, , ,2 x iVa 一顺x夠x ^丄(M) x + M xFo2"= Fo2 + -:l~--^-^--1細鹏x爿丄x油(Mj x A/丄s2 +油x A/hl)Fo4"=Fo4 +扁职x ^ x顺M x緣s2 +她x A/hl)从上式可知，Vo3、 Vo4路输出电压上升，即得到了补偿。而Vo2输 出电压与Vo2和Vol对应的变压器绕组匝数和所加电感绕组匝数有关，即 NS2*Na<NSl*Nb时就可达Vo2路输出电压下降，这样就达到了对Vo2路输出电压定向调节的目的。也就是按照^ s ，来设计所插入电感就可实现上述半定向调压目的，由于NS1与NS2是确定的，故此条件是可实现 的。同样，对于所有辅输出路电压都较额定值偏低的情况下，只要在其中 一路辅输出路输出串联加入的电感匝数与本路输出对应变压器绕组匪数之 比大于在主输出路输出串联加入的电感绕组匝数与主输出路对应变压器绕组匝数之比时(如第二路与第一路间加电感调压要满足^^-^^即可)，则能实现所有输出电压均上调的目的，相当于上面Vo2"的式中， NS2*Na-NSl*Nb为正，Vo2"的电压是大于未加入电感前的电压Vo2的。同样也可用于输出全部偏高的情况下，将各输出绕组整流滤波前各串 联加入一电感器的一个绕组，各输出回路电流方向与相应电感绕组的同名 端相同即各输出回路电流在互感器磁芯中产生的磁通方向相同，就可实现 所有辅输出路输出电压下降的目的。下面我们对检测绕组Llc的输出电压进行分析 rf 二 (嵐x孤s2 , Mac x加)<formula>formula see original document page 17</formula>同样，我们可计算出这两路输出的过流保护点<formula>formula see original document page 17</formula>从前面分析可知，Llc的同名端也可与Lla、 Llb相反，同样也可以以 前面类似反激式的计算方法算出各绕组的过流点，这里就不重复一一计算 了。同样这种方法也可用于主输出路和两路及两路以上辅输出路间的过流 保护。分析方法与上面相同。显然，检测绕组Llc的电流流入端与第一绕组Lla和第二绕组Lib的 电流流入端也可互为同名端。此时，第五二极管的阳极与第五电容和电压 检测比较模块2相连，第五二极管的阴极与检测绕组L1C相连。对应的分析方法与反激式类似。这里不作详细分析。
具体实施方式
五如图8所示，本具体实施方式
与具体实施方式
一的不同之处在于主输出路和辅输出路上所串联的互感器的两绕组的电流流入端互为异名端， 即主输出路电流在互感器磁芯中产生的磁通与其它辅输出路电流在互感器 磁芯中产生磁通方向是相反的，同样也可以达至到对多路输出同时进行过 流保护的目的。这种电路的分析方法与前面所讲的升降式定向调压过流保护技术相类 似，这里也不作详细分析。同样这种方法也可用于主输出路和两路及两路 以上辅输出路间的过流保护。分析方法与上面相同。显然，上述这几种过流保护方法可以应用于其它拓朴形式的多路输出电源中，如降压式(BUCK)、升压式(BOOST)、升降压式、正激式、推 挽式、半桥式、全桥式等各种可应用于多路输出电源的拓朴中，对应的变 形电路与反激式类似，我们不一一列出。另外对于输出回路中串加了互感器，对输出的电磁兼容又利。
具体实施方式
六如图9所示，本具体实施方式
是图2所示的具体实施方式
的一种变形。
具体实施方式
七如图10所示，本具体实施方式
是图2所示的具体实施方式
的另一种变形。
具体实施方式
八如图11所示，本具体实施方式
是图3所示的具体实施方式
的再一种变 形。显然，针对其他具体实施方式
也有多种相应的变形电路。
具体实施方式
九如图12所示，本具体实施方式
与具体实施方式
一的不同之处在于 本具体实施方式
的电压检测比较模块2由三极管等分立元器件组成。
具体实施方式
十如图13所示，本具体实施方式
与具体实施方式
一的不同之处在于 本具体实施方式
的电压检测比较模块2是一种包括定时电路的过流打嗝保 护电路。
具体实施方式
十一如图14所示，本具体实施方式
与具体实施方式
一的不同之处在于所述多路输出电源是正激式电路拓扑。同样的原理，图4、图5、图6和图8所示的电路可以和图3—样进行 相应的各种变形，电压检测比较模块2也可以用分立元器件或打嗝保护电路构成。以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说 明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术 领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若 干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
权利要求
1. 一种多路输出电源，包括具有至少两个输出路的变压器、电源控制模块和电压检测比较模块，所述至少两个输出路包括主输出路和辅输出路，所述电源控制模块的输出端通过开关管与变压器的输入端相连，所述电压检测比较模块的输出端与电源控制模块的输入端相连；其特征是还包括互感器，所述互感器包括与电压检测比较模块的一个输入端相连的检测绕组和串联在至少两个输出路上的输出路绕组。
2、 根据权利要求l所述的多路输出电源，其特征是 所述互感器的绕组间为全耦合。
3、 根据权利要求2所述的多路输出电源，其特征是所述输出路绕组包括串联在第一辅输出路上的第一绕组和串联在第二 辅输出路上的第二绕组，所述第一绕组和检测绕组的电流流入端互为同名 端，所述第二绕组和检测绕组的电流流入端互为异名端。
4、 根据权利要求3所述的多路输出电源，其特征是所述多路输出电源满足A/hl^ ri^X& +揚^"2和/^扁"， 瓜+ ""，其中，A/^lo为所述第一辅输出路上的输出过流时流过对应变压器绕组的电流变化量，A/h2。为所述第二辅输出路 输出过流时流过对应变压器绕组的电流变化量，为所述电压检测比较 模块另一个输入端的基准电压，仏为第一辅输出路过流时所述开关管的占 空比，丑为所述互感器磁芯的电感系数，油为所述互感器第一绕组的匝 数，M为所述互感器第二绕组的匝数，流为所述互感器检测绕组的匝数， A/h2为第一辅输出路输出过流时第二辅输出路对应的变压器绕组上电流 的变化量，A/"l为第二辅输出路输出过流时第一辅输出路对应变压器绕组 上电流的变化量。
5、 根据权利要求2所述的多路输出电源，其特征是所述输出路绕组包括串联在第 一辅输出路上的第一绕组和串联在第二 辅输出路上的第二绕组，所述第一、二绕组和检测绕组的电流流入端互为 异名端。
6、 根据权利要求5所述的多路输出电源，其特征是所述多路输出电源满足<formula>formula see original document page 3</formula>"和/或<formula>formula see original document page 3</formula>，其中，AILs10为所述第一辅输出路输出过流时流过对应变压器绕组的电流变化量，AILs20为所述第二辅输出路输出过流 时流过对应变压器绕组的电流变化量，为所述电压检测比较模块另一 个输入端的基准电压，JZ为所述互感器磁芯的电感系数，Wa为所述互感 器第一绕组的匝数，M为所述互感器第二绕组的匝数，脸为所述互感器 检测绕组的匝数，A/h2为第一辅输出路输出过流时第二辅输出路对应的变 压器绕组上电流的变化量，A/hl为第二辅输出路输出过流时第一辅输出路 对应变压器绕组上电流的变化量。
7、 根据权利要求2所述的多路输出电源，其特征是 所述输出路绕组包括串联在第一辅输出路上的第一绕组、串联在第二辅输出路上的第二绕组和串联在第三辅输出路上的第三绕组，所述第一、 二、三绕组和检测绕组的电流流入端互为异名端。
8、 根据权利要求2所述的多路输出电源，其特征是所述输出路绕组包括串联在主输出路上的第一绕组、串联在辅输出路 上的第二绕组，所述第一、二绕组和检测绕组的电流流入端互为异名端。
9、 根据权利要求8所述的多路输出电源，其特征是所述多路输出电源满足<formula>formula see original document page 3</formula>和/或<formula>formula see original document page 3</formula>其中，AILs10为所述主输出路输出过流时流过对应变压器绕组的电流变化量AILs20为所述辅输出路输出过流时流过对 应变压器绕组的电流变化量，为所述电压检测比较模块另一个输入端 的基准电压，Ji:为所述互感器磁芯的电感系数，A^为所述互感器第一绕 组的匝数，iV6为所述互感器第二绕组的匝数，脸为所述互感器检测绕组 的匝数，A/^2为主输出路过流时流过辅输出路变压器绕组上电流的变化 量，A/hl为辅输出路过流时主输出路变压器绕组上电流的变化量。
10、 根据权利要求2所述的多路输出电源，其特征是所述输出路绕组包括串联在主输出路上的第一绕组、串联在辅输出路上的第二绕组，所述第一绕组和检测绕组的电流流入端互为异名端，所述 第二绕组和检测绕组的电流流入端互为同名端。
11、 根据权利要求1至10中任一项所述的多路输出电源，其特征是 所述检测绕组与电压检测比较模块之间设有整流滤波模块。
12、 根据权利要求1至10中任一项所述的多路输出电源，其特征是: 所述多路输出电源是反激式或正激式或降压式或升压式或升降压式或推挽式或半桥式或全桥式拓扑。
全文摘要
本发明公开了一种多路输出电源，包括具有至少两个输出路的变压器、电源控制模块和电压检测比较模块，所述至少两个输出路包括主输出路和辅输出路，所述电源控制模块的输出端通过开关管与变压器的输入端相连，所述电压检测比较模块的输出端与电源控制模块的输入端相连；还包括互感器，所述互感器包括与电压检测比较模块的一个输入端相连的检测绕组和串联在至少两个输出路上的输出路绕组。本发明电路极其简单，不用基准源、比较器等复杂电路，不用加入电阻等会带来损耗的器件。本发明既能同时对多路输出进行过流或短路保护，也可以同时对主输出路和所有辅输出路输出进行过流保护。
文档编号H02M7/48GK101242147SQ200710001900
公开日2008年8月13日 申请日期2007年2月5日 优先权日2007年2月5日
发明者吴连日 申请人:艾默生网络能源系统有限公司