Dc-dc转换器的制作方法

专利名称：Dc-dc转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种高效率、小尺寸、低成本的DC-DC转换器。
背景技术：
图1是作为说明传统的多输出DC-DC转换器的基础电路的单输出DC-DC 转换器的电路图。
在日本专利申请No. 2003-319650中^^开了如图1所示的DC-DC转换器， 并且该DC-DC转换器具有半桥电路的形式。在此电路中，直流电源Vin的两 端连接至由金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)构成的开关元件Ql 与MOSFET构成的开关元件Q2串联连接的串联电路。开关元件Q2的漏极连 接至直流电源Vin的正极，并且开关元件Ql的源极连接至直流电源Vin的负 极。
在开关元件Ql的漏极与源极之间，并联连接有二极管Dl和电压谐振电 容Crv,并且电抗器Lrl、变压器Tl的初级线圈Pl、以及电流谐振电容Cri 连接成串联电路。电抗器Lrl被配置为变压器Tl的初级线圈与次级线圏之间 的漏电感。在初级线圈Pl上还等效地连接有励磁电感作为电抗器Lpl。在开 关元件Q2的漏极与源极之间并联连接有二极管D2。
通过点(* )来标记变压器Tl的每个线圏的起始点。二极管D3的阳极 连接至变压器T1的次级线圈SI的一端(*侧)。变压器T1的次级线圏SI的 另一端和变压器Tl的次级线圈S2的一端(*侧)连接至平流电容Col的一 端。变压器T1的次级线圈S2的另一端连接至二极管D4的阳极。二极管D3 的阴极和二极管D4的阴极连接至电容Col的另一端。负载Rol连接至电容 Col的两端。
基于来自电容Col的输出电压Vo，通过交替地导通和关闭开关元件Ql 和Q2，控制电路10执行脉冲-频率-调制(PFM)控制(频率控制)以便保持 电容Col的输出电压Vo恒定。接下来通过参考图2所示的时序图来详细描述具有上述配置的传统的 DC-DC转换器的操作。
在图2中，VQ1表示开关元件Q1的漏极与源极之间的电压；IQ1表示开 关元件Q1的漏电流；VQ2表示开关元件Q2的漏极与源极之间的电压；IQ2 表示开关元件Q2的漏电流；VCri表示电流谐振电容Cri两端之间的电压；VD3 表示二极管D3两端之间的电压；ID3表示二极管D3的电流；VD4表示二极 管D4两端之间的电压；并且ID4表示二极管D4的电流。
值得注意的是开关元件Q1和Q2均具有其中开关元件为断开(off)的 死区时间；并且开关元件Q1和Q2交替地导通(on)和断开。
首先，在时刻t0至tl的期间内，在时刻t0将开关元件Q2从导通切换至 断开。当开关元件Q2导通时，在变压器Tl的初级线圏侧，电流流经Vin、 Q2、 Lrl、 Lpl、 Cri至Vin。在变压器Tl的次级线圈侧，电流流经Col、 Rol 至Col。
当开关元件Q2断开时，流经变压器T1的初级线圈侧的电流从开关元件 Q2换向至电压谐振电容Crv，并且因此流经Crv、 Lrl、 Lpl、 Cri至Crv。
结果，尽管当开关元件Q2导通时电压谐振电容Crv的电压几乎等于直流 电源Vin的电压，电压谐振电容Crv仍被放电降至零伏特。在下文中，直流电 源Vin的电压也用参考标记Vin表示。
相应地，由于电压谐振电容Crv的电压等于开关元件Ql的电压VQ1，因 此开关元件Ql的电压VQ1会从Vin降至零伏特。此外，由于开关元件Q2的 电压VQ2表示为(Vin - VQ1 ),因此电压VQ2会从零伏特升至Vin。
在时刻tl至t2的期间内，在时刻tl当电压谐振电容Crv的电压降至零伏 特时，二极管D1变为导通，并且因此电流流经D1、 Lrl、 Lpl (Pl)、 Cri至 Dl。此外，变压器T1的次级线圈S2的电压达到输出电压Vo,并且在变压器 Tl的次级线圏侧，电流流经S2、 D4、 Col至S2，与此相反，电流还流经Col、 Rol至Col。进一步，在时刻tl至t2的期间内当导通开关元件Ql的栅极信 号时，开关元件Q1进入零电压开关(ZVS)操作和零电流开关(ZCS)操作。
在时刻t2至t3的期间内，由于在时刻t2导通开关元件Ql,因此电流流 经Cri、 Lpl (Pl)、 Lrl、 Ql至Cri,并且电流谐振电容Cri的电压Vcri降低。此外，在变压器Tl的次级线圏侧，电流流经S2、 D4、 Col至S2，电流还流 经Col、 Rol至Col。输出电压Vo的电压箝位次级线圈S2的电压，与此相反， 通过输出电压Vo乘以匝数比获得的电压箝位初级线圈Pl的电压。结果，在 变压器Tl的初级侧流过由电抗器Lrl和电流谐振电容Cri生成的谐振电流。
在时刻t3至t4的期间内，次级线圈S2的电压下降至输出电压Vo之下， 并且在变压器T1的次级线圏侧没有流过电流。在变压器T1的次级线圈侧， 电流流经Col、 Rol至Col。此外，在变压器T1的初级线圏侧，电流流经Cri、 Lpl、 Lrl、 Ql至Cri，而在变压器Tl的初级线围侧，流过由两个电抗器Lrl 和Lpl之和(Lrl + Lpl )以及电流谐振电容Cri生成的谐振电流。
在时刻t4至t5的期间内，在时刻t4当断开开关元件Q1时，正在变压器 Tl的初级线圈侧流过的电流从开关元件Ql换向至电压谐振电容Crv，并且电 流流经Lpl、 Lrl、 Crv、 Lpl。
结果，对当开关元件Q1导通时几乎等于零伏特的电压谐振电容Crv的电 压充电至Vin。由于电压谐振电容Crv的电压等于开关元件Ql的电压VQ1， 因此开关元件Ql的电压VQ1从零伏特增大至Vin。此外，由于开关元件Q2 的电压VQ2等于(Vin-VQ1)，因此开关元件Q2的电压VQ2从Vin下降至 零伏特。
在时刻t5至t6的期间内，在时刻t5当电压谐振电容Crv的电压增长至 Vin时，二极管D2变为导通，并且电流流经Lpl (Pl)、 Lrl、 D2、 Vin、 Cri 至Lpl。此外，变压器T1的次级线圏Sl的电压达到输出电压Vo,并且在变 压器T1的次级线圈侧，电流流经Col、 Rol至Col,与此相反，电流流经S1、 D3、 Col至Sl。进一步，在从时刻t5至时刻t6的期间内导通开关元件Q2的 栅极信号时，开关元件Q2进入零电压开关操作和零电流开关操作。
在时刻t6至t7的期间内，由于在时刻t6导通开关元件Q2，电流流经Vin、 Q2、 Lrl、 Lpl (Pl)、 Cri至Vin，并且电流谐振电容Cri的电压Vcri升高。此 外，在变压器Tl的次级线圈侧，电流流经S1、 D3、 Col至Sl,与此相反， 电流流经Col、 Rol至Col。输出电压Vo箝位次级线圈Sl的电压，与此相反， 通过输出电压Vo乘以匝数比而获得的电压箝位初级线圏Pl的电压。结果， 在变压器Tl的初级线圈侧，流过由电抗器Lrl和电流谐振电容Cri生成的谐振电流。
在时刻t7至t8的期间内，在时刻t7，次级线圈Sl的电压下降至输出电 压Vo之下。电流流经Col、 Rol至Col。此外，在变压器T1的初级线圈侧， 电流流经Vin、 Q2、 Lrl、 Lpl、 Cri至Vin,而在变压器Tl的初级线圈侧，流 过由两个电抗器Lrl和Lpl之和(Lrl +Lpl )以及电流谐振电容Cri生成的谐 振电流。
如上所述，通过^f吏用占空比大致为50%的脉沖信号，图1所示的传统的 DC、DC转换器分别控制开关元件Ql和开关元件Q2的开关频率。因此，传统 的DC-DC转换器改变由电抗器Lrl、电抗器Lpl以及电流谐振电容Cri生成 的谐振电流，从而控制输出电压Vo。结果，当开关频率增大时，输出电压Vo 随之减小。
进一步，如图1所示，采用电容输入系统作为这个电路的输出平流装置。 正因如此，如果变压器T1的次级线圏侧被配置为多输出，则多输出电压源电 路可轻易地配置为在如图3所示地变压器Tla中除了现有次级线圈Sll和 S12之外还具有次级线圈S13、 S14;并且整流和平流在次级线圏S13和S14 中生成的电压。此外，由于次级线圈Sll和S12以及次级线圈S13和S14均 彼此之间紧密耦合，因此多输出的多输出电压均与匝数比成比例，实现交叉调 节的优良性能。
如上所述，由于变压器T1的次级线圈侧的输出电压Vo与变压器Tl的次 级线圏侧的匝数比成比例，因此随着在变压器T1的次级线圏侧的线圈匝数的 增大，可以更加精细地设定输出电压。
在传统电路的例子中，然而，由于谐振电容Cri和电抗器Lrl生成的谐振 电流，在变压器Tla的次级线圈侧分别流过二极管D3和D4的电流ID3和ID4 均呈正弦曲线的形状。这些正弦曲线电流如同紋波电流一样流入平流电容Co 1 中。结果，当出现大输出电流时，大紋波电流也会流入平流电容Col中。例 如，如果在次级线圈侧的两个输出电压分别为输出容量50瓦特的5伏特乘以 10安培以及24伏特乘以2.1安培，则流入具有5伏特输出的电容的紋波电流 大约是流入具有24伏特输出的电容的紋波电流的5倍大。
此外，当每个次级线圈的匝数均增大时，初级线圈的匝数也需要随之增大。结果，为构成谐振电路的电抗器Lrl而使用变压器T1的初级线圈与次级线圈 之间的漏电感会导致如下的问题。
特别地，当变压器T1的初级线圏的臣数增大时，漏电感会随着臣数的平 方而按比例增大。此外，传送至变压器Tl的次级线圈侧的电能与Cri/Lrl的 平方根成比例，并且工作频率与Cri x Lrl成比例。
结果，如果工作频率为恒定时，输出电能与电流谐振电容Cri的电压VCri 成比例。如果配置电压源电路具有大输出容量，则电流谐振电容Cri需要增大。 如果工作频率为恒定，则电抗器Lrl需要随着电流谐振电容Cri的增大而减小。 为了减小电抗器Lrl,需要减少初级线圈的线圈匝数。如果配置电压源电路具 有大输出电能，则线圏匝数需要减少，因此很难准确地选择在次级线圈侧的匝 数比。
为了解决这个问题，在传统的电路配置中，通过使用零电压开关(ZVS) 和零电流开关(ZCS)来配置高效率且低噪声的电压源。此外，以相同方式， 可配置在次级线圈侧具有多输出电压源的电压源电路。
然而，如果通过使用变压器T1的初级线圈与次级线圏之间的漏电感作为 电抗器Lrl来配置在次级线圏侧的具有大的总电能的多输出电压源电路，则由 于流入平流电容Col的电流的形状为正弦曲线，因此这种配置会生成流入平 流电容Col的大的紋波电流。此外，由于平流电容Col的ESR (等效串联电 阻)，输出电流的大输出还会产生热量并且增大紋波电压。为了解决这个问题， 增大平流电容Col的容量，或是增大平流电容Col的个数。
可是，这些解决方法也带来成本增大并且次级线圏的匝数的减少使得不能 准确地设定臣数比等问题。结果，仍存在任何当前解决方案不能应对具有较小 输出电压的多输出的电压源电路的问题。

发明内容
本发明的目的在于提供一种较小尺寸、较低成本、以及较高效率的DC-DC 转换器，包括具有较低输出电压的多路输出的电压源电路DC-DC转换器。
本发明的第一方面是一种DC-DC转换器，包括第一变压器，包括初级 线圈和次级线圈；第一串联电路，在该第一串联电路中，第一变压器的初级线 圈、第一电抗器、以及电流谐振电^f皮此之间串联连接；转换电路，用来将从直流电源输出的直流电压转换为交流电压，并且输出交流电压至第一串联电 路；第二变压器，至少包括彼此相互紧密耦合的初级线圈和次级线圈；第三变
压器，至少包括;波此相互紧密耦合的初级线圈和次级线圈；闭合回路，在该闭 合回路中，第二变压器的初级线圏、第三变压器的初级线圈、以及第二电抗器 构成闭环；第二串联电路，在该第二串联电路中，第二变压器的次级线圈与第 三变压器的次级线圈串联连接至第 一变压器的次级线圈的两端；第 一整流/平 流电路，用来整流和平流在第二变压器的次级线圈中生成的电压，并且因此生 成第一直流输出；以及第二整流/平流电路，用来整流和平流在第三变压器的 次级线圈中生成的电压，并且因此生成第二直流输出。
本发明的第二方面是DC-DC转换器，在该DC-DC转换器中，第一电抗 器是由第一变压器的初级线圏与次级线圈之间的漏电感构成的。
本发明的第三方面是一种DC-DC转换器，包括第一变压器，包括初级 线圏和次级线圏；第一串联电路，在该第一串联电路中，第一变压器的初级线 圈、第一电抗器、以及电流谐振电^f皮此之间串联连接；转换电路，用来将直 流电源输出的直流电压转换为交流电压，并且输出所得到的交流电压至第一 串 联电路；第二变压器，包括至少一个紧密耦合的线圈构成的第一次级线圈和至 少一个紧密耦合的线圈构成的第二次级线圏，并且在该第二变压器中，第一次 级线圈与第二次级线圈彼此之间杠喷耦合；第二串联电路，在该第二串联电路 中，第二变压器的第一次级线圏和第二变压器的第二次级线圈在第一变压器的 次级线圈两端彼此串联连接；第一整流/平流电路，用来整流和平流在第二变 压器的第一次级线圏中生成的电压，并且生成第一直流输出；以及第二整流/ 平流电路，用来整流和平流在第二变压器的第二次级线圈中生成的电压，并且 生成第二直流输出。
本发明的第四方面是DC-DC转换器，在该DC-DC转换器中，转换电路 包括第一开关元件，该第一开关元件的一端连接至直流电源的负极；以及第 二开关元件，该第二开关元件的一端连接至第一开关元件的另一端，并且该第 二开关元件的另一端连接至直流电源的正极，并且在该DC-DC转换器中，通 过交替地导通和断开第一开关元件和第二开关元件来将从直流电源输出的直 流电压转换为交流电压，并且输出交流电压至与第一开关元件和第二开关元件其中之一的两端相连的第一串联电路。
本发明的第五方面是DC-DC转换器，在该DC-DC转换器中，转换电路 包括第一开关元件，该第一开关元件的一端连接至直流电源的负极；第二开 关元件，该第二开关元件的一端连接至第一开关元件的另一端，并且该第二开 关元件的另一端连接至直流电源的正极；第三开关元件，该第三开关元件的一 端连接至直流电源的负极；以及第四开关元件，该第四开关元件的一端连接至 第三开关元件的另一端，并且该第四开关元件的另一端连接至直流电源的正 极，并且在该DC-DC转换器中，通过交替地导通和断开第一开关元件和第四 开关元件的组以及第二开关元件和第三开关元件的组来将从直流电源输出的 直流电压转换为交流电压，并且输出所得到的交流电压至与第一开关元件和第 二开关元件之间的连接点以及第三开关元件和第四开关元件之间的连接点相 连的第一串联电路。
本发明的第六方面是一种DC-DC转换器，还包括控制电路，在该控制 电路中，基于从第一整流/平流电路输出的第一直流输出来改变振荡频率，从 而交替地导通及断开第一开关元件和第二开关元件。
本发明包括由第二变压器的紧密耦合的初级线圏、第三变压器的紧密耦 合的初级线圈、以及第二电抗器构成的闭合回路；以及第二串联电路，在该第 二串联电路中，第二变压器的次级线圈和第三变压器的次级线圈串联连接至第 一变压器的次级线圏的两端。因此，本发明可以获得使得流过每个平流电容 的电流均呈方波形状；降低流入每个平流电容的波紋电流；减小每个平流电容 的容量；并且减少平流电容的个数。
此外，与传统的电路相比，可以改善在第一变压器的各个次级线圈中分别 生成的电压与输出电压之间的关系。结果，可以使用第一变压器的初级线圈与 次级线圏之间的漏电感作为电流谐振电抗器。因此，当DC-DC转换器包括具 有较低输出电压的多路输出的电压源电路时，本发明可提供一种较小尺寸、较 低成本、以及较高效率的DC-DC转换器。


图1是传统的单输出DC-DC转换器的电路方框图。
图2是示出了在图1所示的传统的单输出DC-DC转换器的各个部件中的信号的时序图。
图3是传统的多输出DC-DC转换器的电路方框图。 图4是根据本发明实施例1的DC-DC转换器的电路方框图。 图5是示出了在根据本发明实施例1的DC-DC转换器的各个部件中的信 号的时序图。
图6A至图6C是分别示出了在根据本发明实施例2的DC-DC转换器中的 变压器的线圈结构的示意图。
图7A至图7C分别是根据本发明实施例2的DC-DC转换器中的变压器的 电路图和示出了该转换器的等效电路的示意图。
图8是根据本发明实施例2的DC-DC转换器的电路方框图。 图9是^f艮据本发明实施例3的DC-DC转换器的电路方框图。
具体实施例方式
在下面，将参考附图来详细描述根据本发明实施例的DC-DC转换器。 (实施例1 )
图4是根据本发明实施例1的DC-DC转换器的电路方框图。如同图1所 示的DC-DC转换器一样，图4所示的DC-DC转换器也是通过使用半桥电路 来配置的。
变压器(第一变压器)Tlb包括初级线圈Pl和次级线圈Sl。另一变压器 (第二变压器)T2包括耦合线圈(初级线圈)S20以及变压器线圏(次级线 圈)S21和S22,这三个线圈彼此之间紧密耦合。此外，另一变压器(第三变 压器)T3包括耦合线圈(初级线圏)S30以及变压器线圈(次级线圈)S31和 S32,这三个线圈彼此之间紧密耦合。
耦合线圏S20的线圈匝数n20与耦合线圈S30的线圈匝数n30之间的匝 数比为1: 1。变压器线圈S21的线圈匝数n21与变压器线圏S31的线圏匝数 n31之间的臣数比为l: 1。变压器线圈S22的线圈匝数n22与变压器线圈S32 的线圈匝数n32之间的匝数比为1: 1。变压器线圏S21的线圈匝数n21与变 压器线圈S22的线圏匝数n22之间的匝数比以及变压器线圏S31的线圈匝数 n31与变压器线圏S32的线圈匝数n32之间的匝数比为m: n,其中m^l并在第二串联电路中，在变压器Tib的次级线圈S21的两端串联连接有彼 此连接的变压器T2的变压器线圈S21和S22以及变压器T3的变压器线圈S31 和S32。变压器T2的耦合线圈S20、变压器T3的耦合线圏S30、以及电抗器 Lc构成了闭环。
在DC-DC转换器中提供有包括变压器Tib的初级线圈Pl、电抗器(第一 电抗器)Lrl、以及电流谐振电容Cri的第一串联电路。在由MOSFET (金属 氧化物半导体场效应晶体管)制成的开关元件Ql (第一开关元件)的漏极与 源极之间连接有第一串联电路和电压谐振电容Crv。由MOSFET制成的另一 开关元件Q2 (第二开关元件)与开关元件Ql彼此之间串联连接。由此连接 的开关元件Ql和开关元件Q2连接至直流电源Vin的两端。在开关元件Ql 的漏极与源极之间连接有二极管Dl,另一方面在开关元件Q2的漏极与源极 之间连接有二极管D2。
值得注意的是在开关元件Q2的漏极与源极之间也可连接有第一串联电路 和电压谐振电容Crv。此外，在开关元件Q1的漏极与源极之间的寄生电容可 代替二极管Dl,另一方面在开关元件Q2的漏极与源极之间的寄生电容可代 替二极管D2。进一步，在开关元件Q1或开关元件Q2的漏极与源极之间的寄 生电容还可代替电压谐振电容Crv。
变压器Tlb的初级线圏与次级线圈之间的漏电感构成电抗器Lrl。作为励 磁电感的电抗器Lpl同样连接至初级线圈P1。
开关元件Ql和Q2构成转换电路。通过交替地导通和断开第一开关元件 Ql和第二开关元件Q2，转换电路将从直流电源Vin输出的直流电压转换为交 流电压，并且因此通过连接至开关元件Q1的源极的电流谐振电容Cri来提供 交流电压至初级线圏Pl。值得注意的是电流谐振电容Cri还可连接至开关元件 Ql的漏极。
二极管D3的阳极连接至变压器T2的输出变压器线圈S21的一端(*侧)。 变压器T2的变压器线圈S21的另一端和变压器T3的变压器线圈S31的一端 (*侧)均连接至平流电容Col的一端和平流电容Co2的一端。变压器T3的 变压器线圏S31的另一端和变压器T3的变压器线圈S32的一端均连接至二极 管D4的阳极。二极管D3的阴极和二极管D4的阴极均连接至电容Col的另一端。负载Rol连接至电容Col的两端。二极管D3、 二极管D4以及电容Col 构成了配置用于整流并且平流在变压器线圈S21和S31中生成的电压(第一 电压)的第一整流/平流电路，并且因此生成第一直流输出Vol。二极管D5的阳极连接至变压器T2的输出变压器线圏S22的一端( 侧)。 变压器T2的变压器线圈S22的另一端连接至二极管D3的阳极。变压器T3的变压器线圈S32的另一端连接至二极管D6的阳极。二极管 D5的阴极和二极管D6的阴极均连接至电容Co2的另 一端。负载Ro2连接至 电容Co2的两端。二极管D5、 二极管D6以及电容Co2构成了配置用于整流 并且平流在变压器线圈S22和S32中生成的电压(第二电压)的第二整流/平 流电路，并且因此生成第二直流输出Vo2。基于来自电容Col的输出电压Vol,通过交替地导通和断开开关元件Ql 和Q2,控制电路10执行来自电容Col的输出电压Vol的脉冲频率调制(PFM ) 控制(频率控制)，使得电容Col的输出电压Vol可以保持在恒定值。 (实施例1的特点it明)接下来，将说明根据实施例1的DC-DC转换器的特点。与在图3所示的 传统的DC-DC转换器的电路中的变压器T1不同，在根据实施例1的DC-DC 转换器的电路中的作为绝缘变压器的变压器Tib包括通过使用单一次级线圈 电路配置的次级线圏Sl。在传统的DC-DC转换器的电路的例子中，如图2所示，当导通开关元件 Q2时在次级线圏Sll中流过电流，与此相反，当断开开关元件Q2时在次级 线圏S12中流过电流。与此相对比，在实施例1的例子中，如图5所示，在变压器Tib的次级 线圈SI中流过交流电流INs。结果，根据实施例1的次级线圏SI的平均电流 密度等于传统的DC-DC转换器的平均电流密度的一半。进一步，在传统的电路中，在二极管D3和D4中均流过正弦曲线形状的 电流。与此相对比，在实施例l中，在二极管D3至D6中均流过方波形状的 电流。结果，传统例子的电流的有效值与根据实施例1的电流的有效值之间的 比值为l/V5，因此可大幅度地降低损耗。此外，例如在图5所示的时刻t7至t8期间内，如果耦合线圏S20的线圏匝数与变压器线圏S21和S22的总线圈匝数的比值为n20: (n21+n22) = 1: 1，则开关元件Q2处于导通(ON)状态，与此相反，开关元件Q1处于断开 (OFF)状态。在这种状态下，将描述在次级线圈Sl中流过的电流INs与在 二极管D3中流过的电流ID3之间的关系以及在次级线圈Sl中生成的电压VNs 与输出电压Vo2之间的关系。在时刻t7至t8期间内，在次级线圈Sl的起始 点(*侧)处生成正电压VNs。此时，在变压器Tlb的次级线圈侧，电流流经S1、 D5、 Co2、 S31、 S32 至Sl。结果，变压器线圈S31的两端之间的电压与变压器线圏S32的两端之 间的电压之和的总电压VT3可以表达为VT3 = VNs - Vo2通过使耦合线圏S20和S30均连接至在这两个耦合线圈之间插入的电抗 器Lc,使得变压器T2与变压器T3彼此连接。正因如此，在变压器T3的变 压器线圈S31和S32中流过的电流通过变压器T3的耦合线圈S30流入变压器 T2的耦合线圏S20，并且随后流入变压器T2的变压器线圏S21和S22。结果， 电流流经S30、 S20、 Lc至S30，与此相反，另一电流流经S21、 S22、 D5、 Co2至S21。正因如此，在二极管D5中流过是在次级线圏Sl中流过电流的两 倍的电流。此外，在变压器T2的变压器线圈S21和S22中生成的电压VT2等于输出 电压Vo2。结果，施加至电抗器Lc上的电压VLc可以表达为VLc = VT3-VT2= (VNs-Vo2) - Vo2 = VNs - 2 * Vo2 因此，在次级线圈Sl (线圈匝数Ns)中生成的电压与输出电压Vo2之间的 关系可以表达为VNs = 2參Vo2 + VLc正因如此，在次级线圈Sl中生成的电压比次级线圈侧的输出电压Vo2的 两倍还要大。因此，与传统的例子相比，次级线圏Sl可生成线圈匝数是传统 的线圈匝数两倍还要多的线圈所获得的低电压输出。在时刻t2至t3的期间内，在时刻t3至t4的期间内，在时刻t6至t7的期 间内，以及在时刻t7至t8的期间内，施加至电抗器Lc上的电压可以表达为VIx = VNs - 2 Vo2当受到电抗值的限制时在电抗器Lc中流过电流ILc。此外，在二极管D3至 D6中流过的电流均受到电抗器Lc的限制，并且相应地这些电流的形状均呈如 图5所示的没有尖端的近似方波。这样大大地降低了流入两个平流电容Col和Co2的波紋电流。因此这种 降低使得在大电流输出电路中降低每个平流电容的容量以及平流电容的个数 变为可能。换句话说，在上述时间期间内，由于电流谐振电容Cri以及通过组合电抗 器Lrl和初级线圈侧等效电抗器Lc而获得的总电抗器而流过谐振电流。此外， 由于多路输出之间的交叉调节依赖于紧密耦合的变压器线圏S21、 S22、 S31 和S32，在多路输出电压中的每个之间的交叉调节都表现出非常好的性能。接下来，参考图5所示的时序图，来描述如何操作根据实施例1配置的 DC-DC转换器。在时刻tO至tl期间内，在时刻tO将开关元件Q2从导通变为断开。当开 关元件Q2导通时，在变压器Tlb的初级线圏侧，电流流经Vin、 Q2、 Lrl、 Lpl、 Cri至Vin。在变压器Tlb的次级线圈侧，电流流经Col、 Rol至Col， 并且另 一电流流经Co2、 Ro2至Co2。此外，另一电流流经S1、 D5、 Co2、 S31、 S32至S1。在变压器T3的变 压器线圈S31和S32中流过的电流量等于在S30、 S20、 Lc至S30的路径上在 耦合线圈S30中流过的电流量。结果，流过受限于电抗器Lc的电流Ilc。通过电流流经S30、 S20、 Lc至S30而在变压器T2的变压器线圈S21和 S22中还流过另一电流。特别地，电流流经S21、 S22、 D5、 Co2至S21。进一步，施加至变压器线圈S21和S22上的电压VT2在变压器T2的变压 器线圈S21中生成的电压可以表达为VT2參n21/ (n22 + n21 ) 这引起电流流经S21、 D3、 Col至S21。当开关元件Q2断开时，在变压器Tl的初级线圏侧流过的电流从开关元 件Q2换向至电压谐振电容Crv。结果，电流流经Crv、 Lrl、 Lpl、 Cri至Crv。结果，对当开关元件Q2导通时几乎与直流电源Vin相等的电压谐振电容 Crv的电压放电至零伏特。在下文中，参考标记Vin还表示直流电源的电压。由于电压谐振电容Crv的电压等于开关元件Ql的电压VQl,开关元件 Ql的电压VQl相应地从Vin降至零伏特。此外，由于通过(Vin-VQl )来 表达开关元件Q2的电压VQ2,因此电压VQ2从零伏特升至Vin。在时刻tl至t2的期间内，在时刻tl，当电压谐振电容Crv的电压降至零 伏特时，二极管D1变为导通，并且因此电流流经D1、 Lrl、 Lpl、 Cri至Dl。 进一步，在时刻tl至t2的期间内， 一个电流处于从S1、 D5、 Co2、 S31、 S32 至Sl的路径换向到Sl、 D6、 Co2、 S21、 S22至S1的路径的换向过程中，另 夕卜，另一电流处于从S21、 S22、 D5、 Co2至S21的^各径换向到S31、 S32、 D6、 Co2至S31的路径的换向过程中。换句话说，在时刻tl至t2的期间内， 流过二极管D5的电流ID5处于被流过二极管D6的电流ID6所替代的过程中。 结果，由于流出二极管D5的电流ID5和流出二极管D6的电流ID6均流入次 级线圈SI,因此在次级线圈SI的两端之间的电压变为等于零伏特。在时刻t2，流过二极管D5的电流ID5被流过二才及管D6的电流ID6完全 替代。此外，流经S21、 D3、 Col至S21的电流ID3同样被流过二极管D4的 电流所替代。在时刻t2至t3的期间内，在变压器Tlb的初级线圈侧，电流流经Lrl、 Lpl、 Cri、 Dl至Lrl。在变压器Tlb的次级线圏侧， 一个电流流经S1、 D6、 Co2、 S21、 S22至S1，另外，另一电流流经S31、 S32、 D6、 Co2至S31。此外，流过变压器T2的变压器线圈S21和S22的电流与在S20、 Lc、 S30 至S20的路径上的耦合线圈S20中流过的电流一样大。结果，受限于电抗器 Lc的电流ILc流过变压器线圈S21和S22。进一步，与流经S20、 Lc、 S30至S20的电流一样大的电流还流过变压器 T3的变压器线圈S31和S32。正因如此，与在S20、 Lc、 S30至S20的路径上 流过的电流一样大的另一电流则流经S31、 S32、 D6、 Co2至S31。此外，施 加至变压器T3的变压器线圈S31和S32上的电压VT3在变压器T3的变压器 线圈S31上生成的电压可以表达为VT3"31/ (n32 + n31 ) 这引起电流流经S31、 D4、 Col至S31。此外，在时刻t0至t2的期间内，当导通开关元件Ql的栅极信号时，开关元件Q1进入零电压开关(ZVS)操作和零电流开关(ZCS)操作。在时刻t3至t4的期间内，由于导通开关元件Ql,在变压器Tlb的初级 线圈侧，电流流经Cri、 Lpl 、 Lrl 、 Ql至Cri。在变压器Tlb的次级线圈侧， 在时刻t3至t4的期间内电流流动方式与在时刻t2至t3的期间内的电流流动 方式相同。在时刻t4至t5的期间内，当断开开关元件Q1时，在变压器Tlb的初级 线圈侧流过的电流从开关元件Ql换向至电压谐振电容Crv,并且电流流经 Lrl、 Crv、 Cri、 Lpl至Lrl。结果，当导通开关元件Q1时电压几乎等于零伏特的电压谐振电容Crv充 电至Vin。由于电压谐振电容Crv的电压等于开关元件Ql的电压VQ1，因此 开关元件Ql的电压VQ1从零伏特升至Vin。此外，由于开关元件Q2的电压 VQ2可以表达为Vin - VQ1 ，因此开关元件Q2的电压VQ2从Vin降至零伏特。在时刻t5至t6的期间内，在时刻t5，当电压谐振电容Crv的电压升至Vin 时，二极管D2变为导通，并且因此电流流经Lrl、 D2、 Vin、 Cri、 Lpl至Lrl。 此外，在同一期间内， 一个电流处于从S1、 D6、 Co2、 S21、 S22至Sl的路 径换向到Sl、 D5、 Co2、 S31、 S32至Sl的路径的换向过程中，另外，另一 电流处于从S31、 S32、 D6、 Co2至S31的路径换向到S21、 S22、 D5、 Co2 至S21的路径的换向过程中。换句话说，流过二极管D6的电流ID6处于被流 过二极管D5的电流ID5所替代的过程中。由于二极管D6的电流ID6和二极管D5的电流ID5均流入次级线圈S1 ， 因此在次级线圈Sl的两端之间的电压变为等于零伏特。在时刻t6，流过二极 管D6的电流ID6被流过二极管D5的电流ID5完全替代。此外，流经S31 、 D4、 Col至S31的电流ID4同样被流过二极管D3的电流所替代。在时刻t6至t7的期间内，在变压器Tlb的初级线圈侧，电流流经Lrl、 D2(Q2)、 Vin、 Cri、 Lpl至Lrl。在变压器Tlb的次级线圏侧， 一个电流流 经S1、 D5、 Co2、 S31、 S32至S1，另夕卜，另一电流流经S21、 S22、 D5、 Co2 至S21。此外，流过变压器T3的变压器线團S31和S32的电流与在S30、 S20、 Lc至S30的路径上的耦合线圈S30中流过的电流一样大。结果，受限于电抗器Lc的电流ILc流过变压器线圏S31和S32。进一步，与流经S30、 S20、 Lc至S30的电流一样大的电流还流过变压器 T2的变压器线圈S21和S22。正因如此，与在S30、 S20、 Lc至S30的路径上 流过的电流一样大的另一电流则流经S21、 S22、 D5、 Co2至S21。此外，施 加至变压器T2的变压器线圏S21和S22上的电压VT2在变压器T2的变压器 线圈S21上生成的电压可以表达为VT2*n21/ (n22 + n21 ) 这引起电流流经S21、 D3、 Col至S21。此外，在时刻t5至t7的期间内，当导通开关元件Q2的4册极信号时，开 关元件Q2进入零电压开关(ZVS)操作和零电流开关(ZCS)操作。在时刻t7至t8的期间内，由于导通开关元件Q2,在变压器Tib的初级 线圈侧，电流流经Vin、 Q2、 Lrl、 Lpl、 Cri至Vin。在变压器Tib的次级线 圈侧，在时刻t7至t8的期间内电流流动方式与在时刻t6至t7的期间内的电 流流动方式相同。 (实施例2 )变压器的线圈结构的示意图。在实施例2的例子中，DC-DC转换器可被配置 为具有集成图4所示的第二变压器T2、第三变压器T3、以及电抗器Lc并且 具有图6A至图6C中的任何一种的变压器。在下面将描述通过集成而获得的 变压器。图6A所示的变压器包括具有两个侧柱30a和30b以及中心柱30c并且呈 现象镜像E-形(mirror E-shape)的铁心30。环绕中心柱30c缠绕紧密耦合的 变压器线圈S21和S22以及紧密耦合的变压器线圈S31和S32,并且使紧密耦 合的变压器线圈S21和S22与紧密耦合的变压器线圈S31和S32相隔预定的 间距。因而，实现变压器线圈S21和S22与变压器线圈S31和S32的松散耦 合。图6B所示的变压器包括具有侧柱31a和31b并且呈方块形状的铁心31。 环绕柱31b缠绕紧密耦合的变压器线圈S21和S22，另外环绕柱31a缠绕紧密 耦合的变压器线圈S31和S32。变压器线圈S21和S22与变压器线圈S31和S32松散耦合。
图6C所示的变压器包括具有两个侧柱32a和32b以及中心柱32c并且呈 现象镜像E-形的铁心32。环绕柱32b缠绕紧密耦合的变压器线圈S21和S22， 另外环绕柱32a缠绕紧密耦合的变压器线圈S31和S32。因而，变压器线圈 S21和S22与变压器线圏S31和S32 +>散耦合。在中心柱32c中形成有间隔 32d。
图7A至图7C分别是在根据本发明实施例2的DC-DC转换器中的变压器 的电路图以及示出了转换器的等效电路图的示意图。图7A是变压器T4的电 路图，并且图7B是示出了变压器T4的等效电路图的示意图。通过将变压器 线圏S21和S22与变压器线圈S31和S32+〉散耦合来形成变压器T4。在图7A 至图7C中所示的短路参考符号==表示变压器线圈S21和S22与变压器线圈 S31和S32的松散耦合。
为了使得紧密耦合的变压器线圈S21和S22与紧密耦合的变压器线圈S31 和S32松散耦合，环绕变压器T4缠绕紧密耦合的变压器线圈S21和S22以及 紧密耦合的变压器线圈S31和S32。正因如此，LSI表示耦合线圈S20与变压 器线圏S21和S22之间的漏电感，另外LS2表示耦合线图S30与变压器线圈 S31和S32之间的漏电感。此外，LM表示通过组合两个漏电感而获得的电感。 总之，电感LM的值分别大于电感LS1和LS2的值。相应地，变压器T4的等 效电路图如图7C所示。
结果，图7C所示的变压器T4的等效电路与图4所示的变压器T2和变压 器T3的组合相同。换句话说，通过使用集成变压器T2、变压器T3以及电抗 器Lc而获得的变压器T4可形成图4所示的变压器T2、变压器T3以及电抗 器Lc。这可以大大地减少部件的个数。
图8是通过使用具有图6所示配置的变压器T4的根据实施例2的DC-DC 转换器的电路图。值得注意的是按照操作参考图4和图5所描述的根据实施 例1的DC-DC转换器的相同方式来搮:作根据实施例2的DC-DC转换器；并 且根据实施例2的DC-DC转换器产生与根据实施例1的DC-DC转换器相同 的效果。 (实施例3 )图9是根据本发明实施例3的DC-DC转换器的电路图。图9所示的DC-DC 转换器的特点在于通过使用全桥电路来配置DC-DC转换器。特别地，根据实 施例的DC-DC转换器具有除了包括在图4所示的半桥电路中的开关元件Ql 和Q2之外的开关元件Q3和Q4。直流电源Vin的两端串耳关连接至在电路中的 开关元件Q3和开关元件Q4。
电压谐振电容Crv的一端连接至开关元件Ql与开关元件Q2之间的连4妾 点，另外电压谐振电容Crv的另一端连接至开关元件Q3与开关元件Q4之间 的连接点。
控制电路10a交替地导通和断开一组开关元件Ql和开关元件Q4以及一 组开关元件Q2和开关元件Q3,并且因此将来自直流电源Vin的直流电压转 换为交流电压，从而输出交流电压至电压谐振电容Crv。
根据实施例3的具有全桥配置的DC-DC转换器产生与根据实施例1的 DC-DC转换器相同的效果。
值得注意的是本发明并非局限于前述的实施例。图9所示的实施例3描述 了通过使用变压器T2和变压器T3而配置的全桥电路的DC-DC转换器。例如， 即使使用全桥电路来代替图8所示的根据实施例2的使用通过集成变压器T2 和变压器T3而得到的变压器T4的DC-DC转换器，DC-DC转换器仍可产生 与根据实施例3的DC-DC转换器相同的效果。
本发明可应用于DC-DC转换类型的电源电路和AC-DC转换类型的电源 电路。
权利要求
1.一种DC-DC转换器，包括第一变压器，包括初级线圈和次级线圈；第一串联电路，在该第一串联电路中，第一变压器的初级线圈、第一电抗器、以及电流谐振电容彼此之间串联连接；转换电路，用来将从直流电源输出的直流电压转换为交流电压，并且输出该交流电压至第一串联电路；第二变压器，至少包括彼此相互紧密耦合的初级线圈和次级线圈；第三变压器，至少包括彼此相互紧密耦合的初级线圈和次级线圈；闭合回路，在该闭合回路中，第二变压器的初级线圈、第三变压器的初级线圈、以及第二电抗器构成闭环；第二串联电路，在该第二串联电路中，第二变压器的次级线圈与第三变压器的次级线圈串联连接至第一变压器的次级线圈的两端；第一整流/平流电路，配置为整流和平流在第二变压器的次级线圈中生成的电压，并且生成第一直流输出；以及第二整流/平流电路，配置为整流和平流在第三变压器的次级线圈中生成的电压，并且生成第二直流输出。
2. 根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，第一电抗器是由第一变压器的初级线圈与次级线圏之间的漏电感形成的。
3. 根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，转换电路包括 第一开关元件，该第一开关元件的一端连接至直流电源的负极；以及 第二开关元件，该第二开关元件的一端连接至第一开关元件的另一端，并且该第二开关元件的另一端连^妾至直流电源的正极，并且其中，通过交替地导通和断开第一开关元件和第二开关元件来将直流电源 输出的直流电压转换为交流电压，并且输出交流电压至与第一开关元件和第二 开关元件中任意一个的两端相连的第一串联电路。
4. 根据权利要求1所述的DC-DC转换器，其中，转换电路包括 第 一开关元件，该第 一开关元件的一端连接至直流电源的负极；第二开关元件，该第二开关元件的一端连接至第一开关元件的另一端，并且该第二开关元件的另一端连接至直流电源的正极；第三开关元件，该第三开关元件的一端连接至直流电源的负极；以及 第四开关元件，该第四开关元件的一端连接至第三开关元件的另一端，并 且该第四开关元件的另一端连接至直流电源的正极，并且其中，通过交替地导通和断开第一开关元件和第四开关元件的组以及第二 开关元件和第三开关元件的组来将直流电源输出的直流电压转换为交流电压， 并且输出交流电压至与第一开关元件和第二开关元件之间的连接点以及第三 开关元件和第四开关元件之间的连接点相连的第 一 串联电路。
5. 根据权利要求1所述的DC-DC转换器，还包括控制电路，在该控制电路中，基于从第一整流/平流电路输出的第一直流 输出来改变振荡频率，从而交替地导通及断开第一开关元件和第二开关元件。
6. —种DC-DC转换器，包括 第一变压器，包括初级线圈和次级线圈；第一串联电i 各，在该第一串联电路中，第一变压器的初级线圈、第一电抗 器、以及电流谐振电容彼此之间串联连接；转换电路，用来将从直流电源输出的直流电压转换为交流电压，并且输出 交流电压至第一串联电路；第二变压器，包括至少一个紧密耦合的线圈构成的第 一次级线圈和至少一 个紧密耦合的线圈构成的第二次级线圈，并且在该第二变压器中，第一次级线 圈与第二次级线圈彼此之间松散耦合；第二串联电路，在该第二串联电路中，第二变压器的第一次级线圈和第二 变压器的第二次级线圏串联连接至第 一变压器的次级线圏的两端；第一整流/平流电路，配置为整流和平流在第二变压器的第一次级线圈中 生成的电压，并且生成第一直流输出；以及第二整流/平流电路，配置为整流和平流在第二变压器的第二次级线圈中 生成的电压，并且生成第二直流输出。
7. 根据权利要求6所述的DC-DC转换器，其中， 第一电抗器是由第一变压器的初级线圈与次级线圈之间的漏电感形成的。
8. 根据权利要求6所述的DC-DC转换器，其中，转换电路包括 第一开关元件，该第一开关元件的一端连接至直流电源的负极；以及 第二开关元件，该第二开关元件的一端连接至第一开关元件的另一端，并且该第二开关元件的另一端连接至直流电源的正极，并且其中，通过交替地导通和断开第一开关元件和第二开关元件来将直流电源 输出的直流电压转换为交流电压，并且输出交流电压至与第一开关元件和第二 开关元件中任意一个的两端相连的第一串联电路。
9. 根据权利要求6所述的DC-DC转换器，其中，转换电路包括 第 一开关元件，该第 一开关元件的一端连接至直流电源的负极； 第二开关元件，该第二开关元件的一端连接至第一开关元件的另一端，并且该第二开关元件的另一端连接至直流电源的正极；第三开关元件，该第三开关元件的一端连接至直流电源的负极；以及 第四开关元件，该第四开关元件的一端连接至第三开关元件的另一端，并 且该第四开关元件的另一端连接至直流电源的正极，并且其中，通过交替地导通和断开第一开关元件和第四开关元件的组以及第二 开关元件和第三开关元件的组来将从直流电源输出的直流电压转换为交流电 压，并且输出交流电压至与第 一开关元件和第二开关元件之间的连接点以及第 三开关元件和第四开关元件之间的连接点相连的第一串联电路。
10. 根据权利要求6所述的DC-DC转换器，还包括控制电路，在该控制电路中，基于从第一整流/平流电路输出的第一直流 输出来改变振荡频率，从而交替地导通及断开第一开关元件和第二开关元件。
全文摘要
在本发明的DC-DC转换器中，转换电路将直流电源输出的直流电压转换为交流电压，并且输出至在其中第一变压器的初级线圈、第一电抗器、以及电流谐振电容彼此之间串联连接的串联电路。第二变压器的初级线圈、第三变压器的初级线圈、以及第二电抗器构成闭环。第二变压器的次级线圈和第三变压器的次级线圈串联连接至第一变压器的次级线圈的两端。第一整流/平流电路整流并且平流第二变压器的次级线圈的电压。第二整流/平流电路整流并且平流第三变压器的次级线圈的电压。
文档编号H02M3/28GK101309049SQ200810091238
公开日2008年11月19日 申请日期2008年4月23日 优先权日2007年5月18日
发明者麻生真司 申请人:三垦电气株式会社