绝缘型ac-dc转换器及使用该转换器的led用直流电源装置的制作方法

专利名称：绝缘型ac-dc转换器及使用该转换器的led用直流电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种将来自商用电源的输入电流转换为高频而获得直流电流的与商用电 源绝缘的绝缘型AC-DC转换器及使用该转换器的LED (Light Emitting Diode，发光二 极管)用直流电源装置，特别涉及一种高效率的功率因数(powerfactor)改善型转换器。
背景技术：
从商用电源获得所需直流电力的AC-DC转换器，可通过增大开关频率实现变压器 (transformer)或感应器(inductance)等的小型化，但伴随着高频化，存在开关损耗等电路 损耗增大的问题，因此，为了提高效率而需要在电路方面进行各种钻研。
对此，对于上述高频化也能抑制开关损耗的绝缘型AC-DC转换器的现有技术，众所 周之有日本专利公报特许第3371595号(以下称作"专利文献1")等中所公开的电流谐振 (复谐振)型AC-DC转换器。图10是表示上述复谐振型AC-DC转换器1的电结构的方 框图。该转换器1主要包括二极管桥db、平滑电容器cl以及DC-DC转换器2。来自商 用电源3的正弦波交流Vac经由电流保险丝f被输入到上述二极管桥db及平滑电容器cl， 经整流、平滑后的直流电压成为上述DC-DC转换器2的电源电压。
在DC-DC转换器2中，上述电源电压被施加于两段串联的开关元件ql、 q2中，且 包括扼流圈11、绝缘变压器t的初级线圈tl和电容器c2的串联谐振电路以及电容器c3 与其中一个开关元件q2并联连接。上述绝缘变压器t的次级线圈t2，其两端分别经由二 极管dl、 d2而连接于平滑电容器c4的高侧端子，其中间抽头(center tap)连接于上述平 滑电容器c4的低侧端子。如此，经DODC转换器2整流、平滑后的所需直流电压被供应 至直流负载4。
图11是用于说明上述现有电路的动作的各部波形图。Vgl、 Vg2表示的是从控制电路 5提供给作为开关元件的MOSFET (meta卜oxide-semiconductor field-effect transistor, 金属氧化物半导体场效应晶体管)ql、 q2的栅极信号。开关元件ql、 q2响应上述栅极信 号Vgl、 Vg2，交替进行导通-断开(ON-OFF)动作，其漏极-源极间电压和漏极电流分 别为Vql、 Iql和Vq2、 Iq2所示的波形。Vc2是电容器c2的施加电压，通过对上述串联电路针对开关频率设定成适当的LC串联谐振条件，呈大致正弦波的电流谐振状态。
另外，Idl、 Id2表示绝缘变压器t的次级侧的二极管dl、 d2的电流波形，因绝缘变 压器t的次级侧感应电压与平滑电容器c4的直流电压之间的差异，在如图所示的时间会存 在导通期间和非导通期间。在二极管dl或d2导通的期间，该绝缘变压器t的次级侧介于 二极管dl或d2处于短路的状态。简便起见，当绝缘变压器t为无间隙(noirgap)的变压 器(初级线圈tl与次级线圈t2之间紧密耦合(close coupling))时，绝缘变压器t的初级励磁 感应器也会大致短路，因此，感应器ll与电容器c3串联谐振。与此相对，在二极管dl、 d2均为非导通的期间，绝缘变压器t的次级侧处于开放的状态，感应器ll和变压器励磁 感应器(10)的合成值与电容器c3串联谐振。
因此，在二极管dl或d2导通的期间Wl，电路的谐振频率fl为1/2 3i (UXc3) 1/2， 而非导通的期间W2的谐振频率f2为1/2it ( (11+10) Xc3) "2。因此，谐振频率f2要 低于谐振频率fl。在图11中，td为开关元件ql、 q2均为非导通的期间(dead-offtime)， T为一个周期。
根据这些动作波形，在开关元件ql或q2导通的时刻，由于开关电流呈稍微的负电流 (流经MOSFET的内置二极管)，因此，能够实现零电流开关(ZCS， zero current switching)动作，开关损耗极小。而且，在开关元件ql或q2断开的时刻，非导通的期 间内与开关元件q2并联连接的电容器c3吸收感应器11的谐振能量，施加电压缓慢倾斜上 升，因此，能够实现软开关的零电压开关(ZVS， zero voltage switching)动作，开关损 耗极小。
如上，在复谐振型AC-DC转换器1中，开关高频化中所担心的开关损耗的增大得到 了抑制，适于小型化。然而，在该转换器l中，控制电路5经由反馈电路6对输出电压进 行监控，当产生负载变动时，为了在维持复谐振的波形的情况下使输出为一定，而改变开 关频率来进行变动补偿。因此，当想要对于大幅度的负载变动或商用电源的电压变动等大 范围的变动而作出输出补偿时，复谐振波形的维持将变得极其困难，结果存在如下问题 即、当偏离了复谐振时的元件选择或散热措施必不可少。而且，存在会给来自商用电源3 的输入电流带来谐波畸变(harmomc distortion)的问题。特别是在照明用途中，对于上述 谐波畸变的限制较为严格。
因此，为了解决上述问题，在图12中示出了实现改善功率因数的标准的AC-DC转换 器11。该转换器11大致在上述AC-DC转换器1的结构中，在二极管桥db的输入侧插入 包括感应器12及电容器c5的滤波电路，同时，在升压斩波电路12对在上述二极管桥db
5全波整流后的脉动电流直接进行升压。而且，经平滑电容器平滑后的直流电压成为降压的 DODC转换器2的电源电压。
上述升压斩波电路12将来自上述二极管桥db的脉动电流的输出电压施加于扼流圈 13、开关元件(MOSFET) q3及其源极阻抗r的串联电路。而且，通过控制电路13对上 述开关元件q3进行开与关，从扼流圈13与开关元件q3的连接点取出升压后的电压，并 经由二极管d3施加于上述平滑电容器cl。上述控制电路13取入输入电压信号、输出电压 反馈信号、开关电流信号、同步信号(扼流圈13的辅助线圈信号)，并控制斩波用开关元 件q3，以使开关电流值与将输入电压信号和输出电压反馈信号的相乘而得到的基准值一 致。其结果，与设置在商用电源3—侧的由扼流圈12和电容器c5构成的滤波电路一并， 被输入有正弦波的输入电流。
通过如上的结构，能够实现将输入到DC-DC转换器2的输入电压增大，且抑制了对 于来自商用电源3的输入交流Vac的谐波畸变的高功率因数的AODC转换器。然而，存 在将两个转换器(12、 2)级联(cascadeconnection)所造成的整个电路的损耗增加、伴随 零件个数增加的成本上升及小型化优势縮小等问题。另外，通过在DC-DC转换器2的前 段设置升压斩波电路12，输入电压得到稳定，且不需要针对商用电源3的电压变动作出变 动补偿，从而相应地在控制电路5的控制变得容易。
对此，图13是替换了上述结构中的两个转换器的级联结构的AC-DC转换器21。该 现有技术如日本专利公报特许第2514885号(以下称作"专利文献2")所示。在该转换 器21中，前段的转换器22不对其输出进行平滑而输入到第二段的转换器(升压斩波电路) 23。即、该AC-DC转换器21，将利用二极管桥dbl对来自商用电源3的输入交流Vac 进行整流后的脉动电流输入到上述第一段的转换器22，并通过开关元件qll至q14的全 桥结构的逆变器(mverter)开关，转换为高频交流电压，并获得通过绝缘变压器t变压后的 输出，且利用二极管桥db2再次将该输出整流后，经由第二段的转换器23获得直流输出。 该转换器23的控制电路24以使交流输入电流iac成为与输入交流Vac相对应的正弦波状， 且使直流输出电压VA成为恒电压的方式进行控制。
转换器23将来自上述二极管桥db2的高频脉动电流输出电压施加于扼流圈14和开关 元件q3的串联电路，由控制电路24对上述开关元件q3进行开关，由此从扼流圈14与开 关元件q3的连接点取出升压后的电压，并经由二极管d3从上述电容器c6施加于直流负 载4。
图13所示的AC-DC转换器21的特征在于不需要谐波畸变对策，且可去除输入侧的高耐压、大电容的平滑电容器cl，并且由此不需要电源接通时的冲击电流(inrush current) 对策，且扼流圈14和电容器c6可共同用作第一段的转换器22的平滑滤波器(smoothing filter)与第二段的转换器23的平滑滤波器。
然而，存在如下问题第一段的全桥的逆变器(22)中未设法降低损耗，且因与第二 段的转换器23的级联，综合效率降低。而且，为了使输入到第二段的转换器23的输入电 流成为正弦波，上述控制电路24与绝缘变压器t的次级侧的直流输出电压VA—起，还必 须监控初级侧的交流输入电流iac和输入交流Vac，需要电流变压器或电压变压器等的绝 缘装置，发生成本或形状方面的问题。

发明内容
本发明的目的在于提供一种能够提高综合效率，并且能够简化结构的绝缘型AC-DC 转换器及使用该转换器的LED用直流电源装置。
本发明所涉及的绝缘型AC-DC转换器包括对来自商用电源的输入电流进行全波整 流的全波整流单元；和设置在上述全波整流单元之后，采用具有绝缘变压器的复谐振型半 桥DC-DC转换器结构的第一转换器；以及设置在上述第一转换器之后，将以所期望的电 压或电流加以稳定的直流电力输出至直流负载，采用具有用于改善功率因数的控制单元的 升压斩波电路的第二转换器。
根据如上结构，基于第一转换器的复谐振动作，即便增大开关频率，也能够抑制开关 损耗的增大。而且，对于商用电源的电压变动，能够容易地以基本上能够在输出侧的升压 斩波电路的输入部获得与电源电压的全波整流波形大致相似的电压的方式进行驱动，能够 容易地进行在第二转换器中的功率因数改善动作。此外，通过使用半桥电路，输入到绝缘 变压器的电压，能够低于使用单端电路等情况，因此，适于上述绝缘变压器的小型化，而 且，用于该第一转换器的开关元件也能够低耐压化，从而可选择导通阻抗小的MOSFET 等。基于此种在损耗方面的优越性，能够提高整个电路的效率。
而且，除了上述效率方面的优势以外，该第一转换器只要以能够维持复谐振波形的范 围内的频率或单一频率进行开关动作即可，而无需经由绝缘变压器的、来自负载侧的反馈。 据此，可大幅度地縮小第一转换器的控制功能，例如可进行自激驱动，从而可通过控制电 路用电源的简化、省略来降低损耗。
此外，对于作为第二段的转换器的升压斩波电路的输入，可获得与电源电压的全波整 流波形大致相似的电压，从而用于抑制谐波畸变所需的信号全部在第一段的转换器的输出侧、也就是上述第二段的转换器的输入侧获得，因此，也无需跨越绝缘变压器而设置从商 用电源一侧向上述第二段转换器的前馈电路(feed-forward circuit)。据此，可简化与该第 二转换器的功率因数改善控制相关的电路结构，并且，该第二转换器的控制电源能够容易 地从第一转换器输出获得，因此不会造成较大的损耗。
此外，不需要如以往在具有绝缘变压器的复谐振型半桥DODC转换器的输入侧设置 高耐压大电容的电解电容器，从而有利于小型、薄型化。
此外，本发明的LED用直流电源装置不仅具有通用性，且具有特别适合用作输入谐 波畸变的降低较为重要的照明器具用电源的上述绝缘型AC-DC转换器，而且，作为该电 源装置的负载采用直流点灯的LED负载。
通过如上结构，可望发挥作为小型且薄型的LED照明用的效果。


图l是表示本发明的实施例1所涉及的绝缘型AC-DC转换器的一个示例的方框图。 图2是表示本发明的实施例1所涉及的绝缘型AC-DC转换器的另一示例的方框图。 图3是用于说明上述AC-DC转换器的动作的各部波形图。
图4是用于说明上述AC-DC转换器中的半桥DC-DC转换器的动作的各部波形图。 图5是用于说明上述AC-DC转换器中的半桥DC-DC转换器的动作的各部波形图。 图6是表示本发明的实施例2所涉及的绝缘型AC-DC转换器中的升压斩波电路的电 结构的方框图。
图7 (a)至(c)是用于说明图6中所示的升压斩波电路的动作的波形图。
图8是表示本发明的实施例3所涉及的绝缘型AODC转换器中的半桥DC-DC转换
器的电结构的方框图。
图9是表示本发明的实施例4所涉及的绝缘型AC-DC转换器中的半桥DC-DC转换
器的电结构的方框图。
图10是表示典型的现有技术的复谐振型AODC转换器的电结构的方框图。 图ll是用于说明图10中所示的AC-DC转换器的动作的各部波形图。 图12是表示另一现有技术的AC-DC转换器的电结构的方框图。 图13是表示又一现有技术的AC-DC转换器的电结构的方框图。
具体实施例方式
以下，参照附图对本发明所涉及的实施方式进行说明。另外，各图中附上相同符号的结构表示的是相同的结构，省略其说明。 (实施例1)
图1和图2是表示本发明的实施例1所涉及的绝缘型AC-DC转换器31、 31a的电结 构的方框图。转换器31大致上包括作为全波整流单元的二极管桥(diodebridge)DB，对 来自商用电源32的输入电流进行全波整流；作为第一转换器的复谐振型半桥DODC转换 器(multi-resonance type half-bridge DODC converter)33，设置在上述二极管桥DB的 后段，且具有绝缘变压器T;滤波电路34，介于上述商用电源32与半桥DC-DC转换器 33之间，对含有高频成分的输入电流进行平滑；和作为第二转换器的用于改善功率因数的 升压斩波电路(boosting chopper circuit)36，设置在上述半桥DC-DC转换器33的后段， 将以所需的电压加以稳定的直流电压输出至直流负载35。
来自上述商用电源32的正弦波交流Vac从电流保险丝F经过包括感应器Lll和电容 器Cll的上述滤波电路34输入到上述二极管桥DB，经全波整流后，脉动电流输出至电 源线37、 38之间，且经由用于确保再生电流回路(regenerative current loop)的电容器 C12，作为电源电压输入到上述半桥DC-DC转换器33。
上述半桥DC-DC转换器33包括第一及第二开关元件Ql、 Q2的串联电路，设置 在上述电源线37、 38之间，分别具有未图示的反并联(reverse-parallel)的二极管；串联 谐振电路，与上述第-一及第二开关元件Q1、 Q2的其中之一 (图1和图2中为Q2)并联 连接，且包括第一扼流圈L1、上述绝缘变压器T的初级线圈Tl、和第一电容器C1;电 容器C13，与上述第一及第二开关元件Q1、 Q2的其中之一 (图1和图2中为Q2)并联 连接；作为第一整流单元的两个二极管Dll、 D12，阳极(anode)分别连接于上述绝缘变压 器T的次级线圈T2的两端；第二电容器C2， 一端连接于上述二极管Dll、 D12的阴极 (cathode)，另一端连接于上述次级线圈T2的中间抽头(center tap)，对来自上述二极管 Dll、 D12的脉动电流输出进行包络线检波(envelope detection);和作为第一控制单元的 控制电路39，用于控制上述第一及第二开关元件Q1、 Q2的开关。
上述绝缘变压器T的次级侧，除了是使用如上所述的使用两个二极管Dll、 D12的中 间抽头的取出之外，还可以是使用了四个二极管的基于全波整流的取出。此时，无需次级 线圈T2的中间抽头。
被施加上述第二电容器C2的端子电压的升压斩波电路36包括串联电路，包括被施 加上述脉动电流输出的第二扼流圈L2、第三开关元件Q3和检测流经上述第三开关元件 Q3的电流的电流检测阻抗Rl;作为第二整流单元的二极管D2和平滑电容器(smoothmgcondenser)C3的串联电路，与上述第三开关元件Q3和电流检测阻抗Rl的串联电路并联 配置；和控制电路40，控制上述第三开关元件Q3的开关，并作为第二控制单元，且包括 PFC控制器。控制电路40中被输入在上述电流检测阻抗Rl获得的流经上述第三开关元 件Q3的电流的电流值、和第二电容器C2的端子电压，并且被输入负载电压。直流负载 35与上述平滑电容器C3并联连接。
与此相对，图2所示的AODC转换器31a，在升压斩波电路36a中，代替上述负载 电压，由串联地插入到负载线的电流检测阻抗R2所检测的负载电流被输入至控制电路40a 的这一点不同，其他部分则与图l所示的AC-DC转换器31相同。
图3是用于说明如上构成的AODC转换器31、 31a的动作的各部波形图。当用二极 管桥DB对来自商用电源32的正弦波交流Vac进行全波整流时，以VC12所示的脉动的 电压作为半桥DC-DC转换器33的未平滑电源电压，从电容器C12输出至电源线37、 38 之间。VQ2、 IQ2表示是开关元件Q2的电压-电流包络线，VQ2包络线与VC12—致， 而且对于开关频率，将上述串联谐振电路设定为适合的LC串联谐振条件，且只要以可维 持复谐振波形的范围内的频率或单一频率来使开关元件Q1、Q2动作，则开关电流波形IQ2 包络线也成为与VC12相似的形状。
而且，图4和图5中示出了半桥DC-DC转换器33的输入电压VC12的峰部与谷部 的开关元件Ql、 Q2的漏极-源极间电压VQ1、 VQ2和电流IQ1、 IQ2，以及电容器Cl 的端子电压VC1，次级侧二极管D1、 D2的电流ID1、 ID2。如上述图4和图5所示，如 果流经设置在绝缘变压器T的次级侧的二极管Dl、 D2的电流被由控制电路39控制为， 在每个高频动作的一个周期内具有非导通期间，则在开关元件Ql或Q2导通的时刻，由 于开关电流为稍微的负电流(流经MOSFET的内置二极管)，因此能够实现零电流开关 (ZCS)动作。因此，开关损耗变得极小。而且，在开关元件Ql或Q2断开的时刻，非 导通的期间(dead-off interval)内与开关元件Q2并联连接的电容器C13吸收感应器Ll的 谐振能量，施加电压缓慢倾斜地上升，因此，能够实现软开关(softswitchnig)的零电压开 关(ZVS)动作。因此，开关损耗变得极小。另外，电容器C13的电容值，动作频率越高 则越小。也可利用开关元件Ql、 Q2的结电容(junctum capacitance)来代替该电容器C13， 从而省略该电容器Cl3。
而且，如上所述，当半桥DC-DC转换器33处于谐振状态时，通过上述电容器C2对 来自二极管D1、 D2的电压进行包络线检波后的电压VC2，如图3所示，会出现与输入交 流电压Vac相似的正弦波电压。此外，流经第三开关元件Q3的电流成为IQ3，因此，平滑电容器C3的输出电压成为经整流、平滑的所需直流电压VC3。其结果，来自商用电源 32的输入电流Iac成为正弦波，从而能够抑制谐波畸变。
而且，控制电路40构成PFC控制器，检测负载电压或负载电流(检测单元未图示)， 并基于将所述负载电压或负载电流与预先设定的基准值进行比较而获得的误差放大器输 出(error amplifier output)乘以上述电压VC2的检测结果所得的结果，来设定第三开关元 件Q3的开关电流值，且控制上述第三开关元件Q3的开与关以使经电流检测阻抗Rl所检 测到的电流值达到设定的电流值。
如上，即便通过第一段的复谐振型半桥DC-DC转换器33增大开关频率，也能抑制开 关损耗的增大。而且，对于商用电源32的电压Vac的变动，虽然例如在输入电压Vac的 谷部施加用于维持复谐振波形的稍微的修正，但基本上以能够在输出侧的升压斩波电路36 的输入部获得与电源电压Vac的全波整流波形VC12相似的电压VC2的方式进行驱动， 以此能够抑制第一及第二开关元件Q1、 Q2的开关损耗，并且，经设置在上述绝缘变压器 T的次级侧的二极管D1、 D2整流、并经电容器C3包络线检波的电压波形，能够成为与 商用电源32的全波整流电压波形大致相似的形状。此外，通过使用半桥电路，与使用单 端电路(single-end circuit)等的情况相比，能够降低输入至绝缘变压器T的电压VQ1、 VQ2，因此适于变压器T的小型化，而且用于该转换器33的开关元件Q1、 Q2也能够低 耐压化，可选择导通阻抗小的MOSFET等。这样，便可以提高综合效率。
而且，如上所述，可使转换器33低耐压化，并且，该转换器33只要以可维持复谐振 波形的范围内的频率或单一频率进行开关动作即可，而无需经由绝缘变压器T的、来自负 载35侧的反馈。据此，可大幅度地縮小控制电路39的功能，例如可进行自激驱动，从而 可通过用于该控制电路39的电源的简化、省略来进一步降低损耗。
此外，如上所述，对于作为第二段的转换器的升压斩波电路36的输入，可获得与电 源电压Vac的全波整流波形VC12大致相似的电压VC2。而且，用于抑制谐波畸变所需 的信号全部在第一段的转换器33的输出侧、也就是上述升压斩波电路36的输入侧获得， 因此，也无需跨越绝缘变压器从商用电源侧向该升压斩波电路36的前馈电路。据此，可 简化上述升压斩波电路36中的控制电路40的功率因数改善控制所需的电路结构，并且， 能够容易地从转换器33的输出获得上述控制电路40的电源，因此不会有大的损耗。
此外，在图10或图12所示的现有技术中，在具有绝缘变压器t的复谐振型半桥DC-DC 转换器2的输入侧设置有高耐压大电容的电解电容器cl，而与此相对，本发明的AC-DC 转换器31、 31a中不需要上述电解电容器cl，从而有利于小型、薄型化。另外，如上所述的绝缘型AC-DC转换器31、 31a当然具有作为通用电源的有用性， 特别是最适合用作输入谐波畸变的降低较为重要的照明器具用电源，作为小型、薄型的 LED照明用，可期待其效果。此时，对于图1所示的恒压控制与图2所示的恒流控制中， 以能够使亮度为一定的恒流控制为宜。
(实施例2)
图6是表示本发明的实施例2所涉及的绝缘型AODC转换器的升压斩波电路46的电 结构的方框图。在该AODC转换器中，除了升压斩波电路46以外的结构，与上述图1 或图2所示的AODC转换器31、 31a相同，因此省略。而且，升压斩波电路46与上述 升压斩波电路36类似，对相对应的部分附上相同的参考符号，并省略其说明。需注意的 是，在上述升压斩波电路46中，上述第二扼流圈L2包括变压器T10的初级线圈T101， 其向辅助线圈T102的感应电压被输入到控制电路50。而且，控制电路50检测流经作为 第二扼流圈的上述初级线圈T101的电流1101，在上述电流1101大致为0的时刻使上述 第三开关元件Q3导通。
图7 (a)表示第三开关元件Q3的源极-漏极电压VQ3，若将其加以放大则如图7 (b) 或图7 (c)所示。图7 (b)表示实施例1中的扼流圈L2的线圈电流，该电流为连续的电 流，而与此相对，图7 (c)表示实施例2中的线圈电流IIOI，该电流为非连续的电流。 后者适合驱动比较小的负载，例如150W 300W。在图7 (b)及图7 (c)中，斜线部分 是第三开关元件Q3导通时所流过的电流量。
此外，将开关电流检测用的检测阻抗Rl变更到输入部，而该检测阻抗R1的位置根 据用作控制电路50的通用PFC控制器IC的规格而决定即可。
(实施例3)
图8是表示本发明的实施例3所涉及的绝缘型AC-DC转换器中的半桥DODC转换 器53的电结构的方框图。在该AC-DC转换器中，除了 DC-DC转换器53以外的结构， 与上述图l或图2所示的AC-DC转换器31、 31a相同，因此省略。而且，DODC转换 器53与上述DC-DC转换器33类似，对相对应的部分附上相同的参考符号，并省略其说 明。需注意的是，在该DC-DC转换器53中，利用一个漏磁变压器(leakage transformer) T'来形成上述第一扼流圈Ll及绝缘变压器T。
即、通过使上述绝缘变压器T的线圈结合稀疏而产生漏电感(leakage inductance)，
12从而当形成上述串联谐振电路时，该漏磁变压器T'的初级线圈Tr能够一并实现上述第一
扼流圈L1的功能。据此，可省略第一扼流圈L1。
(实施例4)
图9是表示本发明的实施4所涉及的绝缘型AC-DC转换器中的半桥DC-DC转换器 63的电结构的方框图。在该AC-DC转换器中，除了 DC-DC转换器63以外的结构，与 上述图l或图2所示的AC-DC转换器31、 31a相同，因此省略。而且，DODC转换器 63与上述DC-DC转换器33类似，对相对应的部分附上相同的参考符号，并省略其说明。 需注意的是，在该DC-DC转换器63中，代替上述第一及第二二极管Dll、 D12而使用 MOSFETQll、 Q12，进行同步整流。
具体而言，将上述绝缘变压器T"的次级线圈T2"的中间抽头作为次级侧电路的GND， 将次级线圈T2〃的两端分别连接于上述M0SFETQ11、 Q12的源极端子，而将上述第二 电容器C2连接于上述MOSFETQll、 Q12的漏极端子与上述次级侧GND之间。而且， 上述MOSFETQll、 Q12的栅极端子分别经由驱动阻抗Rll、 Rl2，连接于从上述次级 线圈T2"巻绕的线圈T31"、 T32〃。而且，与这些线圈T31"、 T32〃的感应电压分别在 MOSFETQll 、 Q12的源极-栅极间进行的正向偏压(forward biasing)同步，该 MOSFETQll、 Q12导通。作为上述MOSFETQll、 Q12若使用导通阻抗小的产品，则 与使用上述二极管Dll、 D12的情况相比，可大幅降低整流引起的损耗。
本发明所涉及的绝缘型AC-DC转换器包括对来自商用电源的输入电流进行全波整 流的全波整流单元；和设置在上述全波整流单元之后，采用具有绝缘变压器的复谐振型半 桥DC-DC转换器结构的第一转换器；以及设置在上述第一转换器之后，将以所期望的电 压或电流加以稳定后的直流电力输出至直流负载，采用具有用于改善功率因数的控制单元 的升压斩波电路的第二转换器。
根据上述结构，在将来自商用电源的输入电流转换为高频而获得直流电流的与商用电 源绝缘的绝缘型AC-DC转换器中，首先，作为第一转换器，采用具有绝缘变压器的复谐 振型半桥DODC转换器，而且，作为第二转换器，采用用于改善功率因数的升压斩波电 路。
因此，通过第一转换器的复谐振动作，即使增大开关频率，也能抑制因开关造成的损 耗的增大。而且，对于商用电源的电压变动，虽然例如在输入电压的谷部施加用于维持复 谐振波形的一定程度的修正，但是以基本上能够在输出侧的升压斩波电路输入部获得与电源电压的全波整流波形大致相似的电压的方式进行驱动，能够容易地进行在第二转换器的 功率因数改善动作。此外，通过使用半桥电路，与使用单端电路等情况相比，能够降低输 入到绝缘变压器的电压，因此，适于上述绝缘变压器的小型化，而且，用于该第一转换器
的开关元件也能够低耐压化，从而可选择导通阻抗小的MOSFET等。利用此种在损耗方 面的优越性，可提高整个电路的效率。
而且，除了上述效率方面的优势以外，该第一转换器只要以可维持复谐振波形的范围 内的频率或单一频率进行开关动作即可，而无需经由绝缘变压器的来自负载侧的反馈。由 此，可大幅度地縮小第一转换器的控制功能，例如可进行自激驱动，从而可通过控制电路 用电源的简化、省略来降低损耗。
此外，如上所述，关于作为第二段的转换器的升压斩波电路的输入，能够获得与电源 电压的全波整流波形大致相似的电压，从而用于抑制谐波畸变所需的信号全部在第一段的 转换器的输出侧、也就是上述第二段的转换器的输入侧获得，因此，也无需跨越绝缘变压 器从商用电源侧向上述第二段转换器的前馈电路。据此，可简化该第二转换器的功率因数 改善控制相关的电路结构，同时，能够容易地从第一转换器输出获得该第二转换器的控制 电源，因此不会造成较大的损耗。
此外，不需要像以前那样在具有绝缘变压器的复谐振型半桥DC-DC转换器的输入侧 设置的高耐压大电容的电解电容器，从而有利于小型、薄型化。
而且，在本发明所涉及的绝缘型AC-DC转换器中，上述第一转换器包括上述复谐振 型半桥DC-DC转换器，上述复谐振型半桥DC-DC转换器包括设置在来自上述全波整 流单元的电源线之间的第一及第二开关元件的串联电路；与上述第一及第二开关元件的其 中之一并联连接，具备第一扼流圈、上述绝缘变压器的初级线圈、和第一电容器的串联谐 振电路；设置在上述绝缘变压器的次级一侧的多个第一整流单元；对来自上述第一整流单 元的输出进行包络检波的第二电容器；用能维持上述复谐振波形的范围内的频率或单一频 率来控制上述第一及第二开关元件的开与关的第一控制单元。
此外，本发明所涉及的绝缘型AODC转换器中，上述第二转换器包括具有上述功率 因数改善功能的升压斩波电路，上述升压斩波电路包括，连接于上述第二电容器的端子间 的具有第二扼流圈及第三开关元件的串联电路；连接于上述第三开关元件的端子间，具备
并联连接有直流负载的平滑电容器和第二整流单元的串联电路；检测上述第三开关元件的 电流的第一检测单元；检测上述第二电容器的端子电压的第二检测单元；检测负载电压或 电流的第三检测单元；和第二控制单元，基于上述第二检测单元的检测结果和第三检测单元的检测结果来设定第三开关元件的开关电流值，以使由上述第三检测单元检测的负载电 压或电流为预先设定的基准值，且控制上述第三开关元件，以使上述第一检测单元的检测 结果为上述设定值。
上述结构中，以在输入第一转换器的商用电源的全波整流波形的相位角或除去电压谷 部的局部的大致全相位角，能够维持包括第一扼流圈、绝缘变压器的初级线圈、和第一电 容器的串联谐振电路的谐振状态(以设置在绝缘变压器的次级侧的上述第一整流单元的电 流在高频动作的每一周期内具有非导通期间)的方式使第一转换器动作，从而能够抑制第 一及第二开关元件的开关损耗，并且，经设置在上述绝缘变压器的次级侧的多个第一整流 单元整流、并经第二电容器包络检波的电压波形，能够成为与商用电源的全波整流电压波 形大致相似的形状。在此，将第三检测单元的负载电压或电流的检测结果与预定的基准值 进行比较而获得误差放大器输出和第二检测单元的上述第二电容器的端子电压的检测结 果相乘，来设定第三开关元件的电流值，并通过第二控制单元对开关进行控制，以使第一 检测单元检测的该第三开关元件的电流值与设定值一致，从而能够使输入第二转换器的输 入电流的包络线与作为其输入电压的第二电容器的端子电压、也就是上述商用电源的全波 整流电压波形相匹配，同时可以获得所需的直流输出。如上，通过使来自商用电源的输入 电流波形大致成为正弦波，能够抑制输入电流谐波畸变。
而且，第二电容器的端子间电压中出现与商用电源的全波整流波形大致相似的电压波 形，由此，在绝缘变压器的次级侧便获得第二转换器的功率因数改善控制所需的信号，从 而不再需要从该绝缘变压器的一次侧发送信号时所需的信号用变压器或光电耦合器 (Photocoupler)等绝缘单元，因此在形状、成本方面均有利。
而且，本发明所涉及的绝缘型AC-DC转换器中，上述第二扼流圈为变压器，上述第 二控制单元从上述第二扼流圈的辅助线圈检测流经上述第二扼流圈的电流，在上述电流大 致为O的时刻，导通上述第三开关元件。
根据上述结构，可进行适于驱动电容较小的负载的非连续式的驱动。
此外，本发明所涉及的绝缘型AC-DC转换器中，上述第一扼流圈和绝缘变压器由--个漏磁变压器形成。
根据上述结构，通过使绝缘变压器的线圈结合稀疏而产生漏电感，从而当形成上述串 联谐振电路时，可省略与该绝缘变压器的初级线圈串联的第一扼流圈。
而且，本发明所涉及的绝缘型AC-DC转换器中，上述第一整流单元采用具有 MOSFET的同步整流电路。根据上述结构，与使用二极管时相比，可大幅地降低因该第一整流单元的损耗。
此外，本发明所涉及的LED用直流电源装置包括上述绝缘型AC-DC转换器，作为该 电源装置的负载采用直流点灯的LED负载。
根据上述结构，上述绝缘型AC-DC转换器当然具有作为通用电源的有用性，特别是 最适合用作输入谐波畸变的降低较为重要的照明器具用电源，从而可期待发挥小型、薄型 的用于LED照明的效果。
另外，本申请说明书中，作为达成某些功能的单元而记载的内容，并不限定于达成这 些功能的说明书所记载的结构，也包括达成这些功能的单元(unit)、部分等结构。
.产业上的可利用性
根据本发明，在绝缘型AC-DC转换器中，综合效率得到提高且结构得以简化，同时 具有通用性，且能够降低输入谐波畸变，因此最适合用作照明器具用电源，从而可期待发 挥出小型、薄型的用于LED照明的效果。
1权利要求
1.一种绝缘型AC-DC转换器，其特征在于包括对来自商用电源的输入电流进行全波整流的全波整流单元；和设置在所述全波整流单元之后，采用具有绝缘变压器的复谐振型半桥DC-DC转换器结构的第一转换器；以及设置在所述第一转换器之后，将以所期望的电压或电流加以稳定后的直流电力输出至直流负载，采用具有用于改善功率因数的控制单元的升压斩波电路的第二转换器。
2. 根据权利要求1所述的绝缘型AC-DC转换器，其特征在于所述第一转换器包括 所述复谐振型半桥DODC转换器，所述复谐振型半桥DC-DC转换器包括，设置在来自所述全波整流单元的电源线之间的第一及第二开关元件的串联电路； 与所述第一及第二开关元件的其中之一并联连接，具备第一扼流圈、所述绝缘变压器的初级线圈、和第一电容器的串联谐振电路；设置在所述绝缘变压器的次级一侧的多个第一整流单元； 对来自所述第--整流单元的输出进行包络线检波的第二电容器；用能够维持所述复谐振波形的范围内的频率或单一频率来控制所述第一及第二开关 元件的开与关的第一控制单元。
3. 根据权利要求1或2所述的绝缘型AODC转换器，其特征在于所述第二转换器包括具有所述功率因数改善功能的升压斩波电路，所述升压斩波电路包括，连接于所述第二电容器的端子之间，具有第二扼流圈及第三开关元件的串联电路； 连接于所述第三开关元件的端子之间，具备并联连接有直流负载的平滑电容器和第二 整流单元的串联电路；检测所述第三开关元件的电流的第一检测单元；检测所述第二电容器的端子电压的第二检测单元；检测负载电压或电流的第三检测单元；基于所述第二检测单元的检测结果和第三检测单元的检测结果来设定第三开关元件的 开关电流值，以使由所述第三检测单元检测的负载电压或电流为预先设定的基准值，且控 制所述第三开关元件，以使所述第一检测单元的检测结果为所述设定值的第二控制单元。
4. 根据权利要求3所述的绝缘型AC-DC转换器，其特征在于 所述第二扼流圈为变压器；所述第二控制单元从所述第二扼流圈的辅助线圈检测流经所述第二扼流圈的电流，在 所述电流大致为O的时刻，导通所述第三开关元件。
5. 根据权利要求2至4中任一项所述的绝缘型AC-DC转换器，其特征在于所述第一扼流圈和绝缘变压器由 一个漏磁变压器形成。
6. 根据权利要求2至5中任一项所述的绝缘型AODC转换器，其特征在于所述第 一整流单元采用具有MOSFET的同步整流电路。
7. —种LED用直流电源装置，其特征在于包括如权利要求1至6中任一项所述的绝缘型AC-DC转换器，作为该电源装置的负载采 用直流点灯的LED负载。
全文摘要
本发明提供一种绝缘型AC-DC转换器以及使用该绝缘型AC-DC转换器的LED用直流电源装置。本发明在将来自商用电源的输入电流转换为高频而获得直流电流的与商用电源绝缘的绝缘型AC-DC转换器中，提高综合效率且简化结构。作为第一转换器，采用具有绝缘变压器(T)的复谐振型半桥DC-DC转换器，作为第二转换器，采用用于改善功率因数的升压斩波电路。因此，通过复谐振动作，即便增大开关频率也能抑制损耗的增大，而且由于是半桥电路，所以能够实现开关元件等的低耐压化，能够提高综合效率。此外，关于从输出的电容器向升压斩波电路的输入，能够获得与电源电压的全波整流波形大致相似的电压，不需要跨越绝缘变压器而设置的前馈电路，也不需要设置在转换器的输入一侧的电解电容器，有利于小型、薄型化。
文档编号H02M3/155GK101601182SQ20088000348
公开日2009年12月9日 申请日期2008年1月30日 优先权日2007年1月30日
发明者盐滨英二, 西野博之 申请人:松下电工株式会社