专利名称：多输出开关电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及具有多个输出的多输出开关电源装置。
背景技术：
图1是表示相关的共振型多输出开关电源装置的结构的电路图。在该多输
出开关电源装置中，在变压器T1的一次侧设置有对来自商用电源l的交流 电压进行整流的全波整流电路2;连接在全波整流电路2的输出端子间，并且 对全波整流电路2的输出进行滤波的滤波电容器C3;串联连接在滤波电容器 C3的两端间，并且作为直流输入电压Vin而施加滤波电容器C3的两端的电压 的、例如由MOSFET构成的第1开关元件Ql以及第2开关元件Q2;控制第 1开关元件Q1以及第2开关元件Q2的导通/截止的控制电路10;与第2开关 元件并联连接的电压共振电容器Crv;在电压共振电容器Crv的两端连接的串 联共振电^各。
将变压器Tl的一次线圈Pl (匝数Nl )、电抗器Lr以及电流共振电容器 Cri串联连接而构成串联共振电路。此外，电抗器Lr例如由变压器Tl的一次 -二次间的漏电感形成。
另外，在变压器T1的二次侧设置有第1整流滤波电路，其与被缠绕成 相对于变压器Tl的一次线圏Pl的电压产生反相电压的第1 二次线圈Sl (匝 数N2)相连；第2整流滤波电路，其与被缠绕成相对于变压器T1的一次线圏 Pl的电压产生反相电压的第2二次线圈S2 (臣数N3)相连。
第1整流滤波电路由二极管Dl和滤波电容器Cl构成，对变压器Tl的第 1 二次线圈Sl中感生的电压进行整流以及滤波，从第1输出端子作为第1输 出电压Vol进行输出。第2整流滤波电路由二极管D2和滤波电容器C2构成， 对变压器Tl的第2 二次线圈S2中感生的电压进行整流以及滤波，从第2输 出端子作为第2输出电压Vo2进行输出。
另外，该多输出开关电源装置具备用于将与变压器T1的二次侧产生的电压相对应的信号反馈到一次侧的反馈电路5。反馈电路5的输入侧与第l输出 端子相连。该反馈电路5将滤波电容器C1的两端电压和预定的基准电压进行 比较，将其误差电压作为电压误差信号，反馈到一次侧的控制电路10。
控制电路10根据从反馈电路5反馈的电压误差信号，使第1开关元件Ql 和第2开关元件Q2交替地导通/截止来进行PWM控制，将第1输出电压Vol 控制为恒定。在这种情况下，在第1开关元件Ql和第2开关元件Q2的各栅 极上，作为控制信号而施加具有几百ns左右的死区时间(dead-time)的电压。 由此，第1开关元件Ql以及第2开关元件Q2的各导通期间不重叠地交替导 通/截止c
接着，参照图2所示的波形图说明如此构成的相关的多输出开关电源装置 的动作。
在图2中，VQ2ds表示第2开关元件Q2的漏-源间的电压，lQ,表示流过 第1开关元件Ql的漏;fe的电流，lQ2表示流过第2开关元件Q2的漏极的电流， Icri表示流过电流共振电容器Cri的电流，Veri表示电流共振电容器Cri的两端 电压，10|表示流过二才及管Dl的电流，Vn2表示第1 二次线圈Sl的两端电压， ID2表示流过二极管D2的电流。
取得从第1整流滤波电路经由反馈电路5反馈到 一次侧的电压误差信号的 控制电路10，对第1开关元件Ql进行PWM控制，由此进行第1输出电压 Vol的控制。在这种情况下，如上所述，第1开关元件Q1以及第2开关元件 Q2根据来自控制电路10的控制信号，具有几百ns左右的死区时间地交替导 通/截止。
首先，在第1开关元件Q1的导通期间(例如时刻tll t12),经由变压器 Tl的一次线圈P1的励;兹电感和电抗器Lr(变压器Tl的一次-二次间的漏电 感)，在电流共振电容器Cri中积蓄能量。
然后，在第2开关元件Q2的导通期间(例如时刻tl2 U4)，通过在电流 共振电容器Cri中积蓄的能量，使电抗器Lr和电流共振电容器Cri流过共振电 流，将能量送到二次侧。另外，将一次线圏Pl的励磁电感的励磁能量复位。
更详细来说，在第2开关元件Q2的导通期间，在一次线圈P1上施加了 通过一次线圈Pl的励石兹电感和电抗器Lr对电流共振电容器Cri的两端电压V^分压而得到的电压。并且，当施加在一次线圏Pl上的电压达到(Vol + Vf)
xNl/N2时被箝位，通过电流共振电容器Cri和电抗器Lr流过共振电流，将 能量送到二次侧。由此，在二极管Dl中流过电流ID1。当一次线圈Pl的电压 未达到(Vol+Vf) xNl/N2时，不向变压器T1的二次侧传递能量，仅在一 次侧进行由变压器T1的一次线圈Pl的励磁电感、电抗器Lr和电流共振电容 器Cri产生的共振动作。
第2开关元件Q2的导通期间， 一般被设为以固定频率通过第1开关元件 Ql的导通期间决定的时间、或者任意的一定时间。当使第1开关元件Q1的 导通期间变化来改变第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的占空比时，电流 共振电容器Cri的电压变化，因此可以控制被送到二次侧的能量的量。
另外，由于第1 二次线圈Sl和第2 二次线圈S2互相以相同极性耦合， 因此在第2开关元件Q2的导通期间，在从第1 二次线圏Sl得到的能量作为 第1输出电压Vol被输出的期间，从第2二次线圈S2得到的能量也作为第2 输出电压Vo2被输出，该第2输出电压Vo2大体成为Vol x N3/N2。
但是，实际上在第1 二次线圈Sl以及第2 二次线圏S2中产生的电压， 比第l输出电压Vol以及第2输出电压Vo2高出二极管D1以及二极管D2的 正向的下降电压Vf，因此，由于各输出的负载变化所导致的Vf的变化，交叉 调节恶化。另外，在具有可以改变输出电压的手段的电源装置中，当使一方的 输出电压变化时，另一方的输出也与之成比例地变化，因此不可能从线圈直接 取出多个输出。
图3是表示相关的其它多输出开关电源装置的结构的电路图。在该多输出 开关电源装置中，代替图1所示的第2整流滤波电路而设置降压器或降压斩波 器等调节器12，使用该调节器12从第1输出电压Vol生成第2输出电压Vo2, 由此实现了输出的稳定化。根据该多输出开关电源装置，可以解决两个输出的 交叉调节的问题，但招致由调节器12导致的损失的增大、或由开关元件、扼 流线圏、控制IC等部件的追加导致的成本以及安装面积的增大，而且无法避 免由降压斩波器等开关调节-器导致的噪声的发生。
另外，作为多输出开关电源装置，日本专利公开公报特开2003-259644号 公开了通过一个变换器对两种电压进行稳定化的开关变换器电路。在该开关变换器电路中设置了基于第2开关元件的有源緩冲器，控制第1开关元件的导通
/截止来稳定第1输出，在第1开关元件截止的期间，控制第2开关元件的导 通/截止，稳定第2输出。根据该开关变换器电路，可以通过一个变换器稳定 两种输出，但用于得到第1输出的二次线圈必须和用于得到第2输出的二次线 圏极性相反，因此需要两个二次线圈。
如上所述，在相关的多输出开关电源装置中存在以下问题根据各输出的 负载变化，交叉调节恶化；在具有可以改变输出电压技术规格的电源中，无法 从线圈直接取出多个输出。另外，在为了解决交叉调节的问题而在二次侧设置 了调节器的结构中，存在由调节器导致的损失增大，由部件的追加所导致的成 本以及安装面积增大，而且由调节器导致噪音发生的问题。另外，在专利文献 1中公开的开关变换器电路中，由于不进行电流共振，所以有时在二次侧的整 流二极管中流过电流时切换比较器。因此存在发生噪声等问题。
发明内容
根据本发明，可以提供即使有负载变化也可以实现多个输出的稳定化的多 输出开关电源装置。
为了解决上述问题，根据本发明的第 一 技术方面提供 一 种多输出开关电源 装置，其特征在于，具有在直流电源的两极间串联连接的第l开关元件以及 第2开关元件；第1串联共振电路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关 元件并联连接的第1变压器的一次线圏和第1电流共振电容器构成；第1整流 滤波电路，其对在所述第1开关元件的导通期间或所述第2开关元件的导通期 间在所述第1变压器的二次线圈中产生的电压进行整流滤波，取出第l输出电 压；第2串联共振电路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连 接的第2变压器的一次线圈和第2电流共振电容器构成；第2整流滤波电路， 其对在所述第1开关元件的导通期间或所述第2开关元件的导通期间在所述第 2变压器的二次线圏中产生的电压进行整流滤波，取出第2输出电压；控制电 路，其根据所述第l输出电压控制所述第1开关元件的导通期间，并根据所述 第2输出电压控制所述第2开关元件的导通期间；以及限制电路，其当所述第 2输出电压超过预定电压时，限制所述第l开关元件的导通期间。
根据本发明的第二技术方面，提供一种多输出开关电源装置，其特征在于，具有在直流电源的两极间串联连接的第1开关元件以及第2开关元件；第
串联共振电路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接的第1 变压器的一次线圈和第1电流共振电容器构成；第1整流滤波电路，其对在所 述第1开关元件的导通期间或所述第2开关元件的导通期间在所述第1变压器 的二次线圈中产生的电压进行整流滤波，取出第1输出电压；第2串联共振电 路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接的第2变压器的一 次线圈和第2电流共振电容器构成；第2整流滤波电路，其对在所述第1开关 元件的导通期间或所述第2开关元件的导通期间在所述第2变压器的二次线圈 中产生的电压进行整流滤波，取出第2输出电压；控制电路，其根据所述第1 输出电压控制所述第2开关元件的导通期间，并根据所述第2输出电压控制所 述第l开关元件的导通期间；以及限制电路，其当所述第2输出电压超过预定 电压时，限制所述第1开关元件的导通期间。
根据本发明的第三技术方面，提供一种多输出开关电源装置，其特征在于， 具有在直流电源的两极间串联连接的第1开关元件以及第2开关元件；第1 串联共振电路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接的第1 变压器的一次线圈和第1电流共振电容器构成；第1整流滤波电路，其对在所 述第1开关元件的导通期间或所述第2开关元件的导通期间在所述第1变压器 的二次线圈中产生的电压进行整流滤波，取出第1输出电压；第2串联共振电 路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接的第2变压器的一 次线圈和第2电流共振电容器构成；第2整流滤波电路，其对在所述第1开关 元件的导通期间或所述第2开关元件的导通期间在所述第2变压器的二次线圏 中产生的电压进行整流滤波，取出第2输出电压；以及控制电路，取根据所述 第1输出电压控制所述第1开关元件的占空比(ON duty )，并根据所述第2输 出电压控制所述第1开关元件和所述第2开关元件交替导通/截止的开关频率。
图1是表示相关的多输出开关电源装置的结构的电路图。
图2是表示相关的多输出开关电源装置的动作的波形图。
图3是表示相关的另一多输出开关电源装置的结构的电路图。
图4是表示本发明的实施例1的多输出开关电源装置的结构的电路图。图5是本发明的实施例1的多输出开关电源装置的输出Vo2为重负载时的
波形图。
图6是本发明的实施例1的多输出开关电源装置的输出Vo2为轻负载时的 波形图。
图7是表示本发明的实施例1的多输出开关电源装置的控制电路的例子的 电路图。
图8是表示本发明的实施例1的多输出开关电源装置的控制电路的例子的 动作的波形图。
图9是表示本发明的实施例2的多输出开关电源装置的控制电路的例子的 电路图。
图IO是表示本发明的实施例2的多输出开关电源装置的控制电路的例子 的动作的波形图。
图11是表示本发明的实施例3的多输出开关电源装置的控制电路的例子 的电路图。
图12是表示本发明的实施例3的多输出开关电源装置的控制电路的例子 的动作的波形图。
具体实施例方式
以下，参照附图详细说明本发明的多输出开关电源装置的实施例。此外， 对于与背景技术栏中所说明的多输出开关电源装置相同或相当的构成部分，附 加与背景技术栏中所使用的符号相同的符号来进行说明。
实施例1
图4是表示本发明的实施例1的多输出开关电源装置的结构的电路图。在 该多输出开关电源装置中设置有第1变压器Tla和第2变压器T2a。在第1变 压器Tla、第2变压器T2a的一次侧设置有对来自商用电源1的交流电压进 行整流的全波整流电路2;连接在全波整流电路2的输出端子间，对全波整流 电路2的输出进行滤波的滤波电容器C3;串联连接在滤波电容器C3的两端间， 并且作为直流输入电压Vi而被施加了滤波电容器C3的两端的电压的、例如由 MOSFET构成的第1开关元件Ql以及第2开关元件Q2;控制第1开关元件 Ql以及第2开关元件Q2的导通/截止的控制电路10a;与第2开关元件Q2并联连接的电压共振电容器Crv;连接在电压共振电容器Crv的两端的第1串联 共振电路以及第2串联共振电路。
第1串联共振电路，通过串联连接第1变压器Tla的一次线圏Pl (匝数 Nla)、第l共振电抗器Lrl以及第1电流共振电容器Cri而构成。此外，第1 共振电抗器Lrl,例如由第1变压器Tla的一次-二次间的漏电感构成。
第2串联共振电路，通过串联连接第2变压器T2a的一次线圈P2 (匝数 Nlb)、第2共振电抗器Lr2以及第2电流共振电容器Cri2而构成。此外，第 2共振电抗器Lr2,例如由第2变压器T2a的一次-二次间的漏电感构成。
另外，在第1变压器Tla的二次侧设置了第1整流滤波电路，其与缠绕成 相对于第1变压器Tla的一次线圈Pl的电压产生逆相电压的二次线圈Sl(匝 数N2a)相连，第1整流滤波电路由二极管Dl和滤波电容器Cl构成。二极 管Dl的阳极与二次线圏Sl的一端连接，阴极与第1输出端子连接。滤波电 容器C1被连接在二极管Dl的阴极(第l输出端子)和二次线圈Sl的另一端 (GND端子)之间。第1整流滤波电路对第1变压器Tla的二次线圈Sl中感 生的电压进行整流以及滤波，并作为第1输出电压Vol从第1输出端子进行输 出。
在第2变压器T2a的二次侧设置了第2整流滤波电路，其与缠绕成相对于 第2变压器T2a的一次线圈P2的电压产生逆相电压的二次线圏S2(匝数N2b) 相连，第2整流滤波电路由二极管D2和滤波电容器C2构成。二极管D2的 阳极与二次线圈S2的一端连接，阴极与第2输出端子连接。滤波电容量C2 被连接在二极管D2的阴极(第2输出端子)和二次线圈S2的另 一端(GND 端子)之间。第2整流滤波电路对第2变压器T2a的二次线圈S2中感生的电 压进行整流以及滤波，并作为第2输出电压Vo2从第2输出端子进行输出。
另外，该多输出开关电源装置具备用于将在第1变压器Tla的二次侧产 生的电压反馈到一次侧的反馈电路5;用于将在第2变压器T2a的二次侧产生 的电压反馈到一次侧的反馈电路6。反馈电路5将第l输出端子输出的第l输 出电压Vol与预定的基准电压进行比较，将其误差电压作为第1电压误差信号， 反馈到一次侧的控制电路10a。反馈电路6将第2输出端子输出的第2输出电 压Vo2与预定的基准电压进行比较，将其误差电压作为第2电压误差信号，反馈到一次侧的控制电路10a。
控制电路10a根据来自反馈电路5的第1电压误差信号以及来自反馈电路 6的第2电压误差信号，使第1开关元件Ql和第2开关元件Q2交替地导通/ 截止来进行PWM控制，将第1输出电压Vol以及第2输出电压Vo2控制成恒 定电压。在这种情况下，在第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的各栅极上， 作为控制信号而施加具有数百ns左右的死区时间的电压。由此，第1开关元 件Ql以及第2开关元件Q2的各导通期间不重叠地被交替地导通/截止。
具体来说，控制电路10a根据从反馈电路6输出的第2电压误差信号控制 第2开关元件Q2的导通期间，根据从反馈电路5输出的第1电压误差信号控 制第1开关元件Q1的导通期间。
此外，控制电^各10a也可以通过基于输出电压Vol的第1电压误差信号控 制第2开关元件Q2的导通期间，通过基于输出电压Vo2的第2电压误差信号 控制第1开关元件Ql的导通期间。
接着，参照图5所示的输出Vo2为重负载时的波形图、图6所示的输出 Vo2为轻负载时的波形图，说明如此构成的本发明的实施例1的多输出开关电 源装置的动作。
在图5以及图6中，VQ她表示第2开关元件Q2的漏-源间的电压，Icri 表示流过第1电流共振电容器Cri的电流，V^表示第1电流共振电容器Cri
的两端电压，lD,表示流过二极管Dl的电流，U2表示流过第2电流共振电容
器Cri2的电流，Veri2表示第2电流共振电容器Cri2的两端电压，102表示流过 二极管D2的电流。
首先，在第1开关元件Q1的导通期间(时刻tl t2)，当在第1串联共振 电路以及第2串联共振电路上施加输入电压Vin时，第1串联共振电路以及第 2串联共振电^各进行共振动作，在一次线圈Pl以及一次线圈P2中流过励磁电 流，对第1电流共振电容器Cri以及第2电流共振电容器Cri2充电。
然后，当第1开关元件Q1截止、第2开关元件Q2导通时(时刻t2 t3), 将第1以及第2电流共振电容器Cri、 Cri2的电压施加在第1以及第2变压器 Tla、 T2a的一次线圈Pl、 P2上，由第1以及第2共振电抗器Lril、 Lri2、第 1以及第2电流共振电容器Cri、 Cri2产生的共振电流被传递到二次侧。因此，在二次线圈S1、 S2中感生的电压通过二极管Dl、 D2净皮整流，从第1以及第 2输出端子供给第1以及第2输出电压Vol、 Vo2。
这样，根据多输出开关电源装置，第1以及第2串联共振电路的动作成为 相同动作，但例如在第1串联共振电路中减小漏电感Lri,增大第1电流共振 电容器Cri的电容，在第2串联共振电路中增大漏电感Lri2,减小第2电流共 振电容器Cri2的电容时，可以改变向输出电压Vol供给的电力和向输出电压 Vo2供给的电力。
当第1开关元件Ql的占空比(On-duty)为Donl、第1开关元件Ql和 第2开关元件Q2交替导通/截止时，第1电流共振电容器Cri和第2电流共振 电容器Cri2的电压的平均值成为Vin x Donl。
在第1串联共振电路中，第1电流共振电容器Cri的电容大，因此第1电 流共振电容器Cri的电压振幅小。另外，由于漏电感Lri小，所以第l变压器 Tla的一次-二次间的阻抗小，在第2开关元件Q2的导通期间，第1变压器 Tla的二次线圈Sl中产生的电压大致成为第1电流共振电容器Cri的电压的 匝数比倍的电压。因此，输出电压Vol的电压，可以通过调整第1开关元件 Ql的占空比来进行控制。
另一方面，在第2串联共振电路中，第2电流共振电容器Cri2的电容小， 因此第2电流共振电容器Cri2的电压振幅增大。另外，由于漏电感Lri2大， 所以第2电流共振电容器Cri2的电压受到漏电感Lri2限制，所以在第2变压 器.T2a的二次线圈S2中产生的电压未达到第2电流共振电容器Cri2的电压的 匝数比倍。
因此，为了调整向二次侧供给的电力，需要调整第2电流共振电容器Cri2 的电压振幅。作为调整第2电流共振电容器Cri2的电压振幅的方法，考虑调 整开关频率、或者调整第1开关元件Q1的导通宽度等。即，通过调整第1开 关元件Q1的占空比，可以控制输出电压Vol,通过调整第1开关元件Q1以 及第2开关元件Q2的开关频率，可以控制输出电压Vo2。
控制电路的具体例
参照图7、图8说明图4所示的多输出开关电源装置的控制电路的具体例。 图7是表示图4所示的控制电路10a的例子的电路图。图8是表示图7所示的控制电路的动作的波形图。
在图7所示的控制电路10a中，在基准电源Vref和大地间连接有串联 连接了电阻R8和光耦合器PC1的第1串联电路；串联连接了电阻R12、 R13 和光耦合器PC2的第2串联电路。光耦合器PC1是反馈电路5的内部的光耦 合器，把来自输出电压Vol的反馈信号传递到控制电路10a。光耦合器PC2 是反馈电路6的内部的光耦合器，把来自输出电压Vo2的反馈信号传递到控制 电^各10a。
比较器CMP1的+端子，与电阻R8和光耦合器PC1的连接点相连，比较 器CMP1的-端子，与电容器C10的一端、二极管D10的阳极和电阻RIO的 一端相连，将电容器C10的另一端接地。二极管D10的阴极和电阻RIO的另 一端，与延迟电路13的输出端以及电平移动电路17的输入端相连。
比较器CMP1将+端子的电压与-端子的电压进行比较，将比较输出输出 到RS触发器电路11 (以下记为RSF/F11 )的复位端子R。
比较器CMP2的+端子，与电阻R12和电阻R13的连接点相连，比较器 CMP2的-端子，与电容器C11的一端、二极管Dll的阳极和电阻Rll的一 端相连，将电容器Cll的另一端接地。二极管Dll的阴极和电阻Rll的另一 端，与延迟电路15的输出端以及开关元件Q2的栅极相连。
比较器CMP2将+端子的电压和-端子的电压进行比较，将比较输出输出 到RSF/F11的置位端子S。
延迟电路13使RSF/F11的输出Q延迟预定时间，防止第1开关元件Ql 和第2开关元件Q2同时导通，经由电平移动电路17与第1开关元件Q1的栅 极端子相连。延迟电路15使RSF/F11的反转输出Q,延迟预定时间，防止第1 开关元件Ql和第2开关元件Q2同时导通，其输出端与开关元件Q2的栅极 端子相连。
接着，参照图8的波形图说明如此构成的图7所示的控制电路的动作。 首先，当RSF/F11的输出Q为高电平时(时刻t0)，经由延迟电路13和 电平移动电路17在第1开关元件Q1的栅极上施加栅极驱动信号，由此，第1 开关元件Q1导通。另外，RSF/F11的输出Q为高电平，经由电阻R10慢慢对 电容器C10充电。然后，当电容器CIO的电压达到比较器CMP1的+端子的电压时(时刻 tl),比较器CMP1的输出反转，对RSF/Fll的复位端子R (在本实施例中是 负逻辑)输入低电平的信号。
于是，RSF/Fll的输出反转，输出Q成为低电平，反转输出Q,成为高电 平。于是，开关元件Ql的栅极电压降低，第1开关元件Q1截止，同时电容 器C10放电，电压降低。
另外，RSF/Fll的反转输出Q,为高电平，经由延迟电路15对第2开关元 件Q2施加栅极驱动信号，第2开关元件Q2导通，同时经由电阻R11慢慢对 电容器Cll充电(时刻tl ~t2)。
当电容器Cll的电压达到比较器CMP2的+端子的电压时(时刻t2)，比 较器CMP2的输出反转，对RSF/Fll的置位端子S (在本实施例中是负逻辑) 输入低电平的信号。于是，RSF/Fll的输出反转，反转输出Q,成为低电平， 输出Q成为高电平。于是，第2开关元件Q2的栅极电压降低，第2开关元件 Q2截止，同时电容器C10也通过放电而电压降低。
另夕卜，经由延迟电路13和电平移动电路17对第1开关元件Ql施加栅极 驱动信号，由此第1开关元件Q1导通。通过重复以上的动作，第l开关元件 Ql和第2开关元件Q2交替地重复导通截止。
通过反馈电路5、 6改变光耦合器PC1、 PC2的电压，控制第1开关元件 Ql和第2开关元件Q2的导通宽度，调整占空比和频率，来进行输出Vol、 Vo2的控制。
例如，当输出电压Vo2的负载变为轻负载时，通过来自反馈电路6的反馈 信号，光耦合器PC2的电压降低，第2开关元件Q2的导通宽度缩短。
与此相伴，第1开关元件Q1的占空比增大，输出电压Vol朝向上升的方 向，因此，通过来自反馈电路5的反馈信号，光耦合器PC1的电压降低，第1 开关元件Q1的导通宽度也缩短，第1开关元件Q1的占空比受到控制。
通过这些动作，开关频率也改变，被控制成输出Vo2变得稳定的频率。如 上所述，在图4所示的实施例1的多输出开关电源装置中，通过一对半桥结构 的变换器，可以将两个输出电压Vol、 Vo2稳定化。
实施例2在图4所示的多输出开关电源装置中，例如在启动时输出电压Vo2先上升 的情况下，输出电压Vo2的误差信号通过反馈电路6传递到一次侧的控制电路 10a,想要缩短第2开关元件Q2的导通宽度。
但是，输出电压Vol在设定电压以下，因此没有来自反馈电路5的反馈信 号，第1开关元件Q1的导通宽度成为打开最大的状态。因此无法抑制第2电 流共振电容器Cri2的电压振幅，即使缩短第2开关元件Q2的导通宽度也难以 控制输出电压Vo2。另外，由于缩短了第2开关元件Q2的导通宽度，因此， 第1开关元件Q1的占空比增大，第2电流共振电容器Cri2的平均值增大，输 出电压Vo2有进一步上升的趋势。
另外，在过负载时等输出电压Vol的输出降低时也发生同样的问题。这样， 在图4所示的多输出开关电源装置中，通过负载的平衡，在启动时或过负载时 输出电压Vo2急剧增大。
因此，本实施例的多输出开关电源装置，即使在启动时或过负载时等也防 止两个输出急剧增大到设定电压以上。
图9是表示本发明的实施例2的多输出开关电源装置的控制电路的例子的 电路图。图9所示的实施例2的多输出开关电源装置，相对于图4所示的多输 出开关电源装置的控制电路，还追加了运算放大器OPl、 二极管D12、电阻 R14、电阻R15,它们对应于本发明的限制电^^。
运算放大器OP1的同相端子+ ，与光耦合器PC2的集电极和电阻R13的 连接点相连，运算放大器OP1的反相端子-，与电阻R14的一端和电阻R15 的一端相连，将电阻R15的另一端接地。运算放大器OP1的输出端，与二极 管D12的阴极以及电阻R14的另一端相连，将通过电阻R14和电阻R15对运 算放大器OPl的输出电压分压而得到的电压反馈到运算放大器OPl的-端子。 二极管D12的阳极，与比较器CMP1的+端子以及光耦合器PC1的集电极和 电阻R8的连接点相连。
图10是表示与图9的控制电路的光耦合器PC2的电压对应的运算放大器 OPl的电压波形的图。参照图10说明图9的控制电路的动作。此外，在图10 中，光耦合器PC2在从电压电平LV1到电压电平LV2的范围内是稳定动作区 域。运算放大器OP1的输出，通过运算放大器0P1的电源电压限制其上限值。
预先设定了电阻R14和电阻R15的电阻值，以使在运算放大器OP1的-端子 上，通过电阻R14和电阻R15对运算放大器OPl的输出电压的上限值分压而 得的电压成为几百mV~ 1V左右的低电压。
在输出电压Vo2上升前(日于刻t21前)等，没有来自反馈电路6的反馈信 号时，光耦合器PC2的电压高，运算放大器OPl的+端子的电压与-端子的 电压相比变得足够高。因此，运算放大器OPl的输出达到输出的上限值LV3。
当输出电压Vo2上升，传递了来自反馈电路6的反馈信号时，光耦合器 PC2的电压慢慢降低。当输出电压Vo2变得比设定电压高时，反馈信号进一步 增加，光耦合器PC2的电压进一步降低。
然后，当光耦合器PC2的电压达到运算放大器OPl的-端子电压以下时， 运算放大器OP1的输出电压与光耦合器PC2的电压成比例地降低(时刻 t21 ~ ),使运算放大器OP1进行控制以使-端子和+端子的电压相等。
而且，当光耦合器PC2的电压降低，运算放大器OP1的输出电压达到比 较器CMP1的+端子的电压以下时(时刻t22 ), 二极管D12导通，在沿着Vref、 R8、 D12、 OPl的输出端子、大地而延伸存在的路径中流过电流。因此，比较 器CMP1的+端子电压从电压电平LV4(此时，光耦合器PC2为电压电平LV2 ) 降低，在时刻t23达到电压电平LV5,运算放大器OP1的-端子的电压大致成 为0。因此，比较器CMP1进行控制，以便缩短第1开关元件Ql的导通宽度。
另外，在稳定动作时，设定为可以将光耦合器PC2的电压控制在图10所 示的稳定动作区域的范围内，在启动时等输出电压Vo2异常上升时，不仅第2 开关元件Q2，第1开关元件Q1的导通宽度也缩短，通过控制开关频率可以 避免输出电压Vo2的异常上升。
根据本实施例，限制电路根据比较第2输出电压和基准电压而得到的误差 电压，检测出第2输出电压达到预定电压以上，因此，可以将该限制电路内置 于控制电路中来进行小型化。
实施例3
图11是表示本发明的实施例3的多输出开关电源装置的控制电路的例子 的电^各图。在图11中，在基准电源Vref和大地之间连接有串联连接了电阻R8和 光耦合器PC1的第1串联电路；串联连接了光耦合器PC2、电阻R17和电容 器C12的第2串联电路。在光耦合器PC2上并联连接了电阻R16。
在电阻R17和电容器C12的连接点上连接了比较器CMP1的-端子、比 较器CMP2的-端子、和二极管Dl3的阳极。二极管Dl3的阴极与比较器CMP2 的输出端和RSF/F11的置位端子S相连。在比较器CMP2的+端子上连接了 基准电源Vref2。
比较器CMP1的+端子与电阻R8和光耦合器PC1的连接点相连，比较器 CMP1的输出端与RSF/F11的复位端子R相连。
此外，其它结构与图7所示的结构相同，因此对相同部分赋予相同的符号， 省略其说明。
图12是表示本发明的实施例3的多输出开关电源装置的控制电路的例子 的动作的波形图。参照图12说明实施例3的多输出开关电源装置的动作。
首先，在时刻t0，作为初始值设RSF/F11的输出Q为高电平，电容器C12 的电压为0V。电容器C12的电压，经由光耦合器PC2、电阻R16和电阻R17 由基准电源Vref进行充电而慢慢上升。
然后，在时刻tl，当电容器C12的电压达到光耦合器PC1的电压时，比 较器CMPI的输出反转，对RSF/F11的复位端子R (在本实施例中是负逻辑) 输入低电平。因此，RSF/F11的输出Q成为低电平，反转输出Q,成为高电平。
此后，当电容器C12的电压进一步上升，在时刻t2达到基准电源的电压 Vref2时，比较器CMP2的输出反转，对RSF/F11的置位端子S输入低电平。 因此，RSF/F11的反转输出Q,成为低电平，输出Q成为高电平。同时，电容 器C12的电压，经由二极管D13被释放，成为OV，返回最初的状态。通过重 复以上的动作，第1开关元件Ql和第2开关元件Q2交替地重复导通/截止。
当输出电压Vo2的负载减轻时，来自反馈电路6的反馈信号增加，流过光 耦合器PC2的电流增加。于是，对电容器C12充电的电压的梯度变大，第l 开关元件Ql的导通期间以及第2开关元件Q2的导通期间缩短。
即，控制电路，根据输出电压Vo2控制第1开关元件Q1的导通期间以及 第2开关元件Q2的开关频率，因此输出电压Vo2的电压被稳定化。与相关的控制电路同样地改变光耦合器PC1的电压，控制第1开关元件
Ql的占空比，由此进行输出电压Vol的控制。该控制电路，当在启动时输出 电压Vo2达到预定电压，传递来自反馈电路6的反馈信号时，减小第2开关元 件Q2的导通宽度和第1开关元件Ql的导通宽度，因此可以避免输出电压Vo2 的异常上升。
另外，在输出电压Vo2的负载变化中，即使频率变化，第1开关元件Q1 和第2开关元件Q2的占空比也不变化，因此对输出电压Vol的影响较小，与 相关的控制电路相比还具有响应性提高的优点。
此外，本发明不限定于所述的实施例1至实施例3。在实施例1至实施例 3中，将第2串联共振电路与电压共振电容器Crv并联连接，但即使例如将第 2串联共振电路与第1变压器Tla的一次线圈Pl或二次线圈Sl或三次线圈并 联连接，也等价于与第1开关元件或第2开关元件并联连接，可得到同样的效 果。
发明的效果
根据本发明的第1以及第2技术特征，设置了当第2输出电压超过预定电 压时，限制第1开关元件的导通期间的限制电路，因此，即使在启动时或者过 电流保护电路动作后的复原时，在第1输出电压未达到预定电压的情况下，当 第2输出电压超过预定电压时也限制第1开关元件的导通宽度，抑制第1电流 共振电容器的电压上升，因此可以避免第2输出电压的异常上升。
根据本发明的第3技术特征，控制电路根据第1输出电压控制第1开关元 件的占空比，根据第2输出电压控制第1开关元件和第2开关元件的开关频率， 因此与权利要求1的发明的动作同样地动作。另外，根据第2输出电压控制第 1开关元件和第2开关元件交替导通/截止的开关频率，因此，即使在启动时或 过电流保护电路动作后的复原时，在第1输出电压未达到预定电压的情况下， 当第2输出电压超过预定电压时，也限制第l开关元件的导通宽度，抑制第1 电流共振电容器的电压上升，因此可以避免第2输出电压的异常上升。 (美国指定)
本国际专利申请与美国指定相关，根据美国专利法第119条(a)要求在 2007年2月28日申请的日本专利申请第2007-050207号(2007年2月28曰 申请)的优先权，通过参考而引用其全部公开内容。
权利要求
1.一种多输出开关电源装置，其特征在于，具有在直流电源的两极间串联连接的第1开关元件以及第2开关元件；第1串联共振电路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接的第1变压器的一次线圈和第1电流共振电容器构成；第1整流滤波电路，其对在所述第1开关元件的导通期间或所述第2开关元件的导通期间在所述第1变压器的二次线圈中产生的电压进行整流滤波，取出第1输出电压；第2串联共振电路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接的第2变压器的一次线圈和第2电流共振电容器构成；第2整流滤波电路，其对在所述第1开关元件的导通期间或所述第2开关元件的导通期间在所述第2变压器的二次线圈中产生的电压进行整流滤波，取出第2输出电压；控制电路，其根据所述第1输出电压控制所述第1开关元件的导通期间，根据所述第2输出电压控制所述第2开关元件的导通期间；以及限制电路，其当所述第2输出电压超过预定电压时，限制所述第1开关元件的导通期间。
2. —种多输出开关电源装置，其特征在于， 具有在直流电源的两极间串联连接的第1开关元件以及第2开关元件；第i串联共振电路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接的第1变压器的一次线圈和第1电流共振电容器构成；第1整流滤波电路，其对在所述第1开关元件的导通期间或所述第2开关元件的导通期间在所述第1变压器的二次线圈中产生的电压进行整流滤波，取出第1输出电压；第2串联共振电路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连 接的第2变压器的一次线圈和第2电流共振电容器构成；第2整流滤波电路，其对在所述第1开关元件的导通期间或所述第2开关 元件的导通期间在所述第2变压器的二次线圏中产生的电压进行整流滤波，取 出第2输出电压；控制电路，其根据所述第1输出电压控制所述第2开关元件的导通期间， 根据所述第2输出电压控制所述第l开关元件的导通期间；以及限制电路，其当所述第2输出电压超过预定电压时，限制所述第1开关元 件的导通期间。
3. 根据权利要求1所述的多输出开关电源装置，其特征在于， 所述限制电路，当所述第2输出电压和基准电压的误差电压在预定值以上时，限制所述第1开关元件的导通期间。
4. 根据权利要求2所述的多输出开关电源装置，其特征在于， 所述限制电路，当所述第2输出电压和基准电压的误差电压在预定值以上时，限制所述第1开关元件的导通期间。
5. —种多输出开关电源装置，其特征在于， 具有在直流电源的两极间串联连接的第1开关元件以及第2开关元件；第1串联共振电路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连接的第1变压器的一次线圈和第1电流共振电容器构成；第1整流滤波电路，其对在所述第1开关元件的导通期间或所述第2开关元件的导通期间在所述第1变压器的二次线圏中产生的电压进行整流滤波，取出第1输出电压；第2串联共振电路，其由与所述第1开关元件或所述第2开关元件并联连 接的第2变压器的一次线圈和第2电流共振电容器构成；第2整流滤波电路，其对在所述第1开关元件的导通期间或所述第2开关 元件的导通期间在所述第2变压器的二次线圈中产生的电压进行整流滤波，取 出第2输出电压；以及控制电路，其根据所述第l输出电压控制所述第l开关元件的占空比，并 根据所述第2输出电压控制所述第1开关元件和所述第2开关元件交替导通/ 截止的开关频率。
6. 根据权利要求1所述的多输出开关电源装置，其特征在于，所述第2串联共振电路，与所述第1变压器的一次线圈或二次线圈或三次线圈并联连接。
7. 根据权利要求2所述的多输出开关电源装置，其特征在于，所述第2串联共振电路，与所述第1变压器的一次线圈或二次线圏或三次线圈并^:连接。
8. 根据权利要求5所述的多输出开关电源装置，其特征在于，所述第2串联共振电路，与所述第1变压器的一次线圏或二次线圈或三次 线圈并联连接。
全文摘要
本发明提供一种多输出开关电源装置，其具有由与开关元件Q2并联连接的一次线圈P1和电流共振电容器Cri构成的串联共振电路；对在开关元件Q2的导通期间在二次线圈S1中产生的电压进行整流滤波，取出输出电压Vo1的第1整流滤波电路；由与开关元件Q2并联连接的一次线圈P2和电流共振电容器Cri2构成的串联共振电路；对在开关元件Q2的导通期间在二次线圈S2中产生的电压进行整流滤波，取出输出电压Vo2的第2整流滤波电路；以及控制电路10a，该控制电路根据输出电压Vo1控制开关元件Q1的导通期间，根据输出电压Vo2控制开关元件Q2的导通期间，在输出电压Vo2超过预定电压时限制开关元件Q1的导通期间。
文档编号H02M3/28GK101622776SQ20088000611
公开日2010年1月6日 申请日期2008年2月27日 优先权日2007年2月28日
发明者京野羊一 申请人:三垦电气株式会社