功率转换设备、放电灯镇流器以及前灯镇流器的制作方法

专利名称：功率转换设备、放电灯镇流器以及前灯镇流器的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及功率转换设备，并且更特别地，涉及包括用于功率转换的磁性 元件的功率转换设备、包括该功率转换设备的放电灯镇流器以及包括该功率转换设备的 前灯(前灯)镇流器。
背景技术：
日本专利申请公布第2000-340385号描述了一种用于放电灯(例如，高强度放电 (HID)灯)的镇流器。该镇流器(下文中称为“第一现有技术”)包括DC-DC转换器 电路、逆变器电路、启动电路以及输出控制电路，并且其特征尤其在于DC-DC转换器电 路和输出控制电路。DC-DC转换器电路为被配置成将来自DC (直流)电源的电压转换为指定电压的 反激式转换器，并且包括具有初级绕组和次级绕组的变压器、开关装置、二极管和电容 器。初级绕组具有第一端和第二端，并且初级绕组的第一端与DC电源的正极端子连接。 开关装置连接于初级绕组的第二端和DC电源的负极端子之间。次级绕组具有第一端和 第二端，并且次级绕组的第一端与二极管的阳极连接。电容器具有分别与二极管的阴极 和次级绕组的第二端连接的第一端和第二端。次级绕组的第二端的极性与初级绕组的第 一端的极性相同。输出控制电路被配置成通过临界模式或连续模式接通或断开开关装置。在临界模式下，当流过次级绕组侧的次级电流达到零时，接通开关装置，以及 当流过初级绕组侧的初级电流达到用于初级峰值电流的命令值时，断开开关装置。由 电流命令值和DC-DC转换器电路的输出电流组成用于初级峰值电流的命令值。根据 DC-DC转换器电路的输出电压(即，在电容器两端的电压)估计电流命令值。在连续模式下，即使次级电流大于零，当开关装置的断开时段超过最大断开时 段时，也接通开关装置。在高强度放电灯中，如果灯温度低，则次级电流的倾斜(相对 于时间轴)随着灯电压的减小而变得缓和，并且直到次级电流达到零为止的断开时段变 长。相应地，开关装置的开关频率减小并且用于获得指定输出的初级电流的峰值增大， 这导致开关装置的峰值电流增大、变压器的大型化和电容器的大型化。特别地，当将高 强度放电灯用于车辆时，该影响增加，这是因为如果灯温度低，则必须向灯提供与稳态 相比额外的电功率，以快速增大光输出。通过连续模式，可以防止开关频率过度地减 小。可以直接地和间接地检测次级电流的零点。然而，需要将初级电流与用于初级 峰值电流的命令值进行比较，并且相应地，要求利用对应于实际初级电流的信号来检测 初级电流。通常，通过电阻器来检测初级电流。例如，在日本专利申请公布第H8-182314 号中，通过作为电阻器的电流传感器来检测流过初级绕组的电流。然而，如果将电阻器 用作电流传感器，则功率损耗发生。特别是在高负载电功率和低输入电压下，流过开关电流的电流增大，并且相应地，必须将大尺寸的电阻器用作电流传感器。如果将低电阻器用作电流传感器，则可以降低功率损耗，但传感器信号减小并且容易受到干扰(噪声)影响。在日本专利申请公布第2004-87339号中描述的放电灯镇流器(下文中称为“第 二现有技术”)可以解决电流传感器的该问题。第二现有技术包括类似于第一现有技术 所配置的DC-DC转换器电路，并且被配置成基于来自锯齿波振荡器的信号(电压)值和 命令值来接通和断开DC-DC转换器电路的开关装置。具体地，命令值为PWM(脉宽调 制)命令值，并且响应于DC-DC转换器电路的输出电压和输出电流而产生。如果来自锯 齿波振荡器的信号值小于命令值，则接通DC-DC转换器电路的开关装置，否则就断开。 简而言之，第二现有技术不需要用于检测流过DC-DC转换器电路的初级侧的电流的电流 传感器。另外，可以提高锯齿波振荡器的输出，并且可以进一步降低干扰的影响。然而，在第二现有技术的连续模式下，如果输入电压或负载电压稍微波动或者 开关装置的断开定时由于噪声等而稍微偏移，则输出功率会极大地波动。特别地，当断 开开关装置时，如果输出功率稍微增大，则流过次级绕组的电流的倾斜变大。当接着接 通开关装置时，流过初级绕组的电流的初始值减小。开关装置的接通时段由于输出检测 的延迟、反馈控制的延迟等而不立即改变。因此，当断开开关装置时，流过初级绕组的 电流的峰值减小。DC-DC转换器电路的输出功率与流过初级绕组的峰值电流的平方成比 例，并且相应地，稍微偏移的峰值电流对输出功率有很大影响。另外，在具有负阻抗特 性的放电灯中，灯电压响应于输出的减小而增大。从而，DC-DC转换器电路的输出电压 进一步增大，并且输出减小。类似地，输出的增大导致很大波动。另一方面，在第一现有技术中，即使DC-DC转换器电路的输入和输出突然改 变，用于初级峰值电流的命令值也不改变。由于这个原因，第一现有技术对输出功率有 很小影响，并且即使反馈控制的响应慢，它也适于小输出波动范围。因此，与第二现有 技术相比，第一现有技术具有高输出功率稳定性。由于第二现有技术不具有电流传感器，所以要求基于DC-DC转换器电路的输出 电压和输出电流而调节输出功率。因此，如果反馈控制慢，则输出波动增加。由于这个 原因，如果增大反馈控制的增益，则可以增大响应速度，但是反馈控制稳定性变弱。为 了避免开关装置的容许电流和变压器的饱和度增大，需要过载电流保护装置来代替电流 传感器。

发明内容
本发明的目的在于，基于从磁性装置的磁通量的状态或变化获得的模拟信号， 在保证反馈控制稳定性的同时，特别抑制在连续模式下的输出波动。本发明的功率转换设备包括转换器电路和控制电路。转换器电路包括开关装置 和用于功率转换的磁性装置。转换器电路还被配置成(a)当根据高频信号接通开关装置 时，向磁性装置提供来自电源的电流，以将能量储存在磁性装置中；(b)当根据高频信 号断开开关装置时，释放储存在磁性装置中的能量；(c)并且由此将来自电源的功率转换 为直流功率。控制电路被配置成将高频信号提供给转换器电路。根据本发明的一方面， 功率转换设备还包括模拟电路(simulation circuit)和感测电路(sense circuit)。模拟电路被配置成产生模拟磁性装 置的磁通量的状态或变化的模拟信号。感测电路被配置成产生与 转换器电路的输入和输出中的至少之一相对应并且叠加在模拟信号上以形成叠加信号的 信号。控制电路基于叠加信号，限定高频信号的接通时段。在本发明中，可以基于从磁性装置的磁通量的状态或变化获得的模拟信号，在 保证反馈控制稳定性的同时，特别抑制在连续模式下的输出波动。在实施例中，通过感测电路产生的信号对应于磁性装置的磁通量的DC分量。在实施例中，当转换器电路的输入或输出增大时，与通过感测电路产生的信号 相加的波动的倾斜极性与模拟信号在磁性装置的磁通量的放大时段(即，开关装置的接 通时段)内的倾斜极性相同。例如，当通过感测电路产生的信号(检测信号)为转换器电 路的输出信号时，存在一些组合。在输出信号和模拟信号中的每个信号均为正信号的情 况下，如果输出信号由于在叠加信号的放大时段内的负载波动而增大，则检测信号(输 出信号)进一步增大，并且相应地，叠加信号进一步增大，这是因为由于负载波动而与 检测信号相加的波动的倾斜极性与模拟信号在磁性装置的磁通量的增大时段内的倾斜极 性相同。结果，开关装置的接通时段变短，并且防止了转换器电路的输出增大。类似 地，在输出信号和模拟信号分别为负信号和正信号的情况下，如果输出信号由于在磁性 装置的磁通量的放大时段内的负载波动而增大，则叠加信号进一步增大。结果，开关装 置的接通时段变短，并且防止了转换器电路的输出增大。在输出信号和模拟信号分别为 正信号和负信号并且模拟信号在磁性装置的磁通量的放大时段内的倾斜极性为负的情况 下，如果功率转换设备被配置成当输出信号由于负载波动而增大时具有负倾斜，则可以 抑制转换器电路的输出波动。当转换器电路的输出由于负载波动而增大时，放大时段远 远短于开关装置的接通时段。而且，当转换器电路的输入增大时，存在类似于上述组合 的一些组合。在实施例中，控制电路被配置成将叠加信号与命令信号进行比较，并且如果叠 加信号的电平超过命令信号的电平，则断开开关装置。磁性装置包括绕组。模拟电路包 括电容器，该电容器通过来自全部或部分绕组的信号进行充电和放电。通过将与转换器 电路的输入和输出中的至少之一相对应的信号叠加在电容器两端的电压或与电容器两端 的电压相对应的电压上，产生叠加信号。在实施例中，控制电路被配置成将叠加信号与命令信号进行比较，并且如果叠 加信号的电平超过命令信号的电平，则断开开关装置。磁性装置包括绕组。模拟电路包 括电容器，该电容器通过来自全部或部分绕组的信号进行充电和放电。通过将电流信号 与到电容器的充电电流合成来产生叠加信号。通过与转换器电路的输入和输出中的至少 之一相对应的信号来改变该电流信号。在实施例中，通过感测电路产生的信号对应于转换器电路的输入电流、输入功 率、输出电流、输出电压和输出功率中的至少之一。本发明的放电灯镇流器包括所述功率转换设备和逆变器电路，其中，该逆变器 电路被配置成将来自功率转换设备的直流功率转化为交流功率。本发明的前灯镇流器包括放电灯镇流器和前灯体，该前灯体具有包括放电灯和 灯插座的前灯外壳。放电灯镇流器被配置成通过插座将交流功率提供给放电灯。


现在将更详细地描述本发明的优选实施例。根据以下详细描述和附图，本发明 的其他特征和优点将变得更好理解，在附图中图1示出根据本发明的功率转换设备的基本配置；图2是相关技术(即，于200 7年9月13日提交的题为“功率转换设备(Power ConversionApparatus) ”的第2007-238563号日本专利申请)的示意图；图3示出了相关技术的示例；图4示出了相关技术的另一示例；图5是相关技术的问题的说明图；图6示出了根据本发明的功率转换设备的另一基本配置；图7是根据本发明的第一实施例的功率转换设备的示意图；图8示出了功率转换设备的可选示例；图9是根据本发明的第二实施例的功率转换设备的示意图；图10是根据本发明的第三实施例的功率转换设备的示意图；图11是根据本发明的第四实施例的功率转换设备的示意图；图12是根据本发明的第五实施例的功率转换设备的示意图；图13是根据本发明的第六实施例的功率转换设备的示意图；以及图14是根据本发明的第七实施例的前灯镇流器的示意图。
具体实施例方式图1示出了根据本发明的功率转换设备的基本配置。功率转换设备包括DC-DC 转换器电路1和控制电路2，并且可以以与第一现有技术相同的方式结合到例如放电灯镇 流器、前灯镇流器等中。每个镇流器均还设置有逆变器电路、启动电路、放电灯等。类 似于第一现有技术，逆变器电路可以由用于将DC-DC转换器电路1的输出电压(DC电 压)转换为交流电压的全桥式逆变器电路和用于全桥式逆变器电路中的四个开关装置的 驱动电路构成。启动电路可以被配置成接收逆变器电路的输出电压，以生成用于开启放 电灯的高压脉冲。例如，放电灯可以为高强度放电灯。然而，不限于此，负载可以为发 光二极管等。它们中的每一个的配置都是本领域技术人员已知的，并且在此不进一步详 细描述。DC-DC转换器电路1包括开关装置和用于功率转换的磁性装置，并且被配置成 储存和释放能量。也就是说，当根据高频信号接通开关装置时，通过向磁性装置提供来 自电源的电流，电路1将能量储存在磁性装置中。当根据高频信号断开开关装置时，电 路1还释放储存在磁性装置中的能量。在图1的示例中，电路1包括具有初级绕组101 和次级绕组102的变压器10、开关装置11、二极管12和电容器13，并且该电路被配置成 将来自DC(直流)电源7的电压转换成指定电压。初级绕组101具有第一端和第二端， 并且初级绕组101的第一端与DC电源7的正极端子连接。开关装置连接于初级绕组101 的第二端和DC电源7的负极端子之间。次级绕组102具有第一端和第二端，并且次级 绕组102的第一端与二极管12的阴极连接。电容器13具有分别与二极管12的阳极和次 级绕组102的第二端连接的第一端和第二端。然而，不限于图1的配置，DC-DC转换器电路1可以为斩波电路、斩波电路和逆变器电路的复合电路等。控制电路2被配置成将高频信号提供给DC-DC转换器电路1中的开关装置11的 控制端子(门)。具体地，控制电路2具有振荡器20、比较器21、RS (复位置位)触发 器22、驱动电路23、模拟电路3、感测电路4和加法器电路6，并且其特征在于模拟电路 3和感测电路4。RS触发器22的置位输入“S”和复位输入“R”分别与振荡器20的输出和比 较器21的输出连接。RS触发器22的输出“Q”通过驱动电路23与开关装置11的控制 端子连接。在示例中，可以响应于DC-DC转换器电路1的输入条件和输出条件来调节开 关装置11的开关周期。可以通过储存在磁性装置中的能量来决定开关装置11的接通定 时。例如，可以响应于零磁通量来接通开关装置11。模拟电路3被配置成产生模拟信号S3，其近似地模拟磁性装置(变压器10)的 磁通量的状态或变化。感测电路4被配置成产生如下信号(在图1中为“S4” )其与 DC-DC转换器电路1的输入和输出中的至少之一(在图1中为输出)相对应、并且通过 加法器电路6叠加在模拟信号S3上以形成叠加信号S21。将信号S4的极性设置成使得 当磁通量增大时的信号S4的倾斜极性与当输出由于例如负载波动而增大时的输出的倾斜 极性一致。叠加信号S21被提供给比较器21的非反相输入。接通时段的命令信号还被 提供给比较器21的反相输入。命令信号是用于确定开关装置11的断开定时(接通时段) 的信号。在基本配置中，可以通过利用叠加信号S21调节开关装置11的接通时段来控制 DC-DC转换器电路1的输出。而且，从信号S3和S4获得叠加信号S21，因此，不必直 接检测流过诸如变压器、电感器等的磁性装置的电流。本发明的发明人已提交了相关技术，S卩，于2007年9月13日提交的题为“功率 转换设备(Power Conversion Apparatus) ”的第2007-238563号日本专利申请。图2是相关技术的示意图。相关技术包括DC-DC转换器电路1和控制电路2。 类似于基本配置的DC-DC转换器电路来配置相关技术的DC-DC转换器电路1。另一方 面，类似于基本配置，相关技术的控制电路2具有振荡器20、比较器21、RS触发器22、 驱动电路23和模拟电路3，但是不具有与感测电路4和加法器电路5相对应的电路。艮口， 仅将模拟信号S3提供给比较器21的非反相输入，并且限定了开关装置11的接通时段。图3示出了相关技术的示例。在图3中，相关技术的模拟电路3由电容器30、 用于使电容器30放电的电流信号源31、用于对电容器30充电的电流信号源32、以及用 于将电流信号源31和32之一连接至电容器30的开关33构成。与开关装置11的开关频 率同步地控制开关33。S卩，通过来自RS触发器22的输出“Q”的开关信号控制开关 33。具体地，如果接通开关装置11，则电容器30与将被充电的电流信号源32连接。如 果断开开关装置11，则电容器30与将被放电的电流信号源31连接。简而言之，模拟信 号S3为电容器30两端的电压，其对应于电流信号源31和32的电流的时间积分。说明相关技术的操作。如果振荡器20将用于接 通开关装置11的信号提供给RS 触发器22的置位输入“S”，则RS触发器22的输出“Q”变高。结果，通过驱动电路 23(未示出)接通开关装置11，而同时电容器30与将被放电的电流信号源32连接。随 后，比较器21将从电容器30获得的模拟信号S3与接通时段的命令信号进行比较，并且如果信号S3的电平超过命令信号的电平，则该比较器将用于断开开关装置11的信号提供 给RS触发器22的复位输入“R”。从而，RS触发器22的输出“Q”变低。因此， 通过驱动电路23断开开关装置11，而同时电容器30与将被放电的电流信号源31连接。在相关技术中，通过磁性装置的电压的时间积分产生模拟信号，并且通过模拟 信号断开开关装置11。相应地，用于检测流过初级绕组的电流的电流传感器不是必须 的。可以直接地检测磁性装置的电压或可以根据DC-DC转换器电路1的输入电压和输 出电压、开关装置的开关状态等间接地检测磁性装置的电压。由于电流传感器不是必须 的，所以大电阻器不是必须的并且可以避免功率损耗。还可以增强DC-DC转换器电路1 的输出稳定性。图4示出相关技术的另一示例。在图4中，相关技术的模拟电路3由电容器30 和电阻器34(低通滤波器)构成。利用次级绕组102的电压来使电容器30充电和放电。
然而，在相关技术中，磁性装置的磁通量的DC分量不出现在模拟信号中。相应 地，在连续模式下，如果电容器30两端的电压达到预定电压，贝IJDC-DC转换器电路1的 输出功率变为恒定，如图5所示。在这种情况下，模拟信号的电平不会超过接通时段的 命令信号的电平，并且相应地，不可以限定开关装置11的断开定时。磁通量的瞬时波动 即使在连续模式下也出现在模拟信号中，并且相应地，可以遵循瞬时输出波动。然而， 要求对磁通量的平均波动进行实际输出的检测和反馈控制，并且由于高速响应，要求提 高反馈控制的增益。结果，稳定性变弱。在图1的基本配置中，可以将信号S4认为是磁性装置的磁通量的DC分量，并 且信号S4被叠加在模拟信号S3上。相应地，由于模拟信号即使在连续模式下也响应于 DC-DC转换器电路1的输出电压的增大而增大，因此，模拟信号的电平可以超过接通时 段的命令信号的电平。如果模拟电路3由集成电路、低通滤波器等构成，则可以通过调 节模拟电路3的每个装置参数来增大模拟信号的幅度，并且可以减小干扰的影响。图6示出了根据本发明的功率转换设备的另一基本配置。在图6的基本配置中， 用感测电路5替换感测电路4。感测电路5被配置成产生信号“S5”，其对应于DC-DC 转换器电路1的输入、并且通过加法器电路6叠加在模拟信号S3上以形成叠加信号S21。在示例中，将与关于磁性装置的电功率、电压、以及电流中的至少之一相对应 的信号用作信号S4或S5。当放电灯镇流器或前灯镇流器包括图1或图6的功率转换设备 并且使用高强度放电灯时，希望将对应于流过磁性装置的电流的信号用作信号S4或S5， 这是因为灯电压的波动平缓，同时灯电流的波动大。第一实施例图7示出了根据本发明的第一实施例的功率转换设备。第一实施例中的功率转 换设备具有图1的基本配置，并且还包括误差放大器电路24。为了清楚起见，向类似种 类的元件分配与图1所示的附图标记相同的附图标记。误差放大器电路24被配置成根据来自外部的输出命令检测DC-DC转换器电路 1的输出电压和输出电流，以通过输出电压和输出电流的误差计算产生接通时段的命令 信号。从二极管12和电容器13的接合点(junction)例如通过分压器(未示出)来检测 DC-DC转换器电路1的输出电压。从下文要描述的感测电路4获得DC-DC转换器电路 1的输出电流。将命令信号提供给比较器21的反相输入。
在第一实施例的一方面中，模拟电路3具有电阻器34和35以及电容器30，并 且被配置成通过经由电阻器34获得的次级绕组102的电压对电容器30充电和放电。除 了第一端和第二端之外，次级绕组102还具有中间抽头，并且次级绕组102的第二端的极 性与初级绕组101的第二端的极性相同。具体地，电阻器34和电容器30构成低通滤波 器。电阻器34具有第一端和第二端，并且电阻器34的第一端与次级绕组102的中间抽头 连接。电容器30具有分别与电阻器34的第二端和次级绕组102的第二端连接的第一端 和第二端。电阻器34和电容器30的接合点还与比较器21的非反相输入连接。从而， 通过电阻器34将次级绕组102两端的部分电压34施加在电容器30两端。相应地，可以 降低低通滤波器的每个装置的容许电压。然而，不限于此，可以通过电阻器34将次级绕 组102两端的全部电压施加至电容器30。为了防止电容器30两端的电压由于DC-DC转换器电路1的输出电压(负电压) 而转移至负电位，电阻器35连接于电阻器34和电容器30的接合点与基准电压源(V1)之 间。即，偏置电压被施加至电容器30。感测电路4被配置成产生如下信号其对应于DC-DC转换器电路1的输出(输 出电流)、并且在次级绕组102和感测电路4的接合点处叠加在模拟信号上以形成叠加信 号S21。在图7的示例中，电路4具有连接于次级绕组102的第二端和DC电源7的负极 端子之间的电阻器40。次级绕组102和电阻器40的接合点对应于图1的加法器电路6。以下说明电容器两端30的电压和变压器10的磁通量之间的关系。变压器10的 磁通量Φ被给定为Φ = (1/Ν2) · f V2dt,其中，N2为次级绕组102的绕组数量，以及V2为次级绕组102的电压。因此， 可以通过次级绕组102的电压的时间积分来模拟变压器10的磁通量Φ。由于在开关周期期间输入和输出电压的波动很小，因此磁通量Φ可以近以为Φ = V2 · t/N2,其中，t为时间。即，变压器10的磁通量Φ与次级绕组102的电压与时间的乘 积成比例。如果开关装置11的接通时段和断开时段小于低通滤波器的时间常数，则电容器 30两端的电压的波动(AV)被给定为Δ V = k · V2 · t/ (Rt · Ct)，其中，k为小于一的正值，Rt为电容器30的电容，以及CtS电阻器34的电阻 值。例如，接通时段和断开时段等于或小于时间常数的五分之一。与磁通量Φ的近似表达式类似，电压的波动Δ V与次级绕组102的电压和时间 的乘积成比例。相应地，可以将电容器30的电压用作用于模拟磁性装置(变压器10)的 磁通量的状态或变化的模拟信号。以下说明第一实施例的操作。如果振荡器20将用于接通开关装置11的信号提 供给RS触发器22的置位输入“S”，则RS触发器22的输出“Q”变高(接通信号)。 结果，通过驱动电路23(未示出)接通开关装置11。如果接通开关装置11，则变压器10的磁通量增大，并且对电容器30充电以生成 模拟信号。电容器30的第一端的电位相对于第二端的电位增大，并且相应地，模拟信号变为相对于时间轴具有正倾斜的电压信号。电流还流过电容器13的第二端(正极端子)、电阻器40、外部电路(例如，逆变器电路)以及电容器13的第一端(负极端子)，并且 相应地，在电阻器40两端产生正电压。因此，电阻器40(即，感测电路4)的信号对应 于DC-DC转换器电路1的输出(输出电流)。将电阻器40的信号叠加在模拟信号上， 并由此产生叠加信号S21。将叠加信号S21提供给比较器21的非反向输入，以与提供给 比较器21的反向输入的接通时段的命令信号相比较。随后，叠加信号S21的电平超过命 令信号的电平，然后，比较器21将用于断开开关装置11的信号(复位信号)提供给RS 触发器22的复位输入“R”。从而，RS触发器22的输出“Q”变低(断开信号)，使 得通过驱动电路23断开开关装置11。在叠加信号S21的增大时段内，当DC-DC转换器 电路1的输出由于例如负载波动而增大时，电阻器40的信号极性相对于模拟信号的极性 而言是加极性。具体地，与感测电路4的信号相加的波动的倾斜极性与模拟信号的倾斜 极性相同，并且它们中的每一个都是正的。结果，开关装置11的接通时段变短，并且防 止了 DC-DC转换器电路1的输出增大。如果断开开关装置11，则次级绕组102产生负电压。对电容器13充电，并且 还对电容器30放电。相应地，电容器30两端的电压减小并且电容器30生成模拟信号。 模拟信号具有与DC-DC转换器电路1的输出电压(当断开开关装置时在次级绕组两端产 生的负电压)相对应的负倾斜。DC-DC转换器电路1的输出电流还流过电阻器40，并且 电阻器40产生正电压。相应地，对应于DC-DC转换器电路1的输出的信号被叠加在模 拟信号上，使得产生叠加信号S21。随后，振荡器20将用于接通开关装置11的信号提 供给RS触发器22的置位输入“S”，然后，RS触发器22的输出“Q”变高，并且开 关装置11接通，而且重复相同操作。在第一实施例中，将感测电路4(电阻器40)的信号(输出电流)用作变压器10 的磁通量的DC分量。相应地，在连续模式下，即使模拟信号为截除了磁通量的DC分量 的信号，也可以响应于流过变压器10的电流来调节开关装置11的接通和断开定时。从 而，可以增强DC-DC转换器电路1的输出电压的稳定性。由于可以通过调节电容器30 等的电容来增大模拟信号的电平，因此可以减小干扰的影响。在可选示例中，如图8所示，功率转换设备被配置成将正电压施加至外部电路 (例如，逆变器电路)，并且次级侧的每个信号的极性均为第一实施例的相应信号的极性 的反转。也就是说，次级绕组102的第一端的极性与初级绕组101的第二端的极性相同， 并且二极管12的阳极和阴极分别与第二绕组102的第一端和电容器13的第一端连接。在 该示例中，如果叠加信号的电平低于接通时段的命令信号的电平，则比较器21将用于断 开开关装置11的信号(复位信号)提供给RS触发器22的复位输入“R”。电阻器40 的信号也为负电压。在开关装置11的接通时段内，当DC-DC转换器电路1的输出由于 例如负载波动而增大时，电阻器40的信号的极性相对于模拟信号的极性而言为加极性。 具体地，与电阻器40的信号相加的波动的倾斜极性与模拟信号在磁通量的增大时段内的 倾斜极性相同，并且它们中的每一个都为负。因此，获得与第一实施例类似的操作和效 果。这样，可以将本发明应用于多种组合(参见“发明内容”)。第二实施例图9示出根据本发明的第二实施例的功率转换设备。第二实施例中的功率转换设备具有图1的基本配置。为了清楚起见，向类似种类的元件分配与图1和图7中所示 的附图标记相同的附图标记。第二实施例的功率转换设备的特征在于与第一实施例的感测电路不同的感测电 路4。即，电路4被配置成产生信号S4，其对应于DC-DC转换器电路1的输出(输出 电压)、并且在电阻器34与电容器30的接合点处叠加在模拟信号S3上以形成叠加信号 S21。由于DC-DC转换器电路1的输出为负电压，因此，感测电路4具有但不限于构成 反相放大器的电阻器41-43和运算放大器44。电阻器41具有第一端和第二端，并且电阻 器41的第一端与二极管12和电容器13的接合点连接。电阻器41的第二端还与运算放 大器44的反相输入连接。电阻器42具有分别与运算放大器44的反相输入和输出连接的 第一端和第二端。电阻器42具有第一端和第二端，并且电阻器42的第一端与运算放大 器44的输出连接。电阻器42的第二端还与电阻器34和电容器30的接合点连接。电阻 器34和电容器30的接合点对应于图1中的加法器电路6，并且信号S4与模拟信号S3的 叠加比由电阻器34和43的分压比来限定。在第二实施例中，将感测电路4的信号(输出电压)用作变压器10的磁通量的 DC分量。相应地，在连续模式下，即使模拟信号为截除了磁通量的DC分量的信号，也 可以响应于流过变压器10的电流来调节开关装置11的接通和断开定时。在示例中，感测电路响应于DC-DC转换器电路1的输出电压产生电流信号，并 且电流信号被叠加在叠加信号S3上。电流信号与模拟信号S3的叠加比由从输出电压到 电流信号的转换系数和电阻器34的电阻值来确定。在本发明中，如图9和图10所示(参 见下文)，可以通过将电流信号与到电容器30的充电电流合成来产生叠加信号。通过与 DC-DC转换器电路1的输入和输出中的至少之一相对应的信号来改变电流信号。在示例中，功率转换设备用于具有负电阻特性的放电灯的镇流器。在开关装置 11的接通时段内，当DC-DC转换器电路1的输出由于例如负载波动而增大时，感测电路 的信号的极性相对于模拟信号的极性而言为减极性(反极性)。在图9的示例中，用非反 相放大器替换反相放大器。在诸如具有负电阻特性的放电灯的负载中，随着输出电压越 小，输出越大。第三实施例图10示出根据本发明的实施例的功率转换设备。第三实施例中的功率转换设备 具有图1的基本配置。为了清楚起见，向类似种类的元件分配与图1和图7中所示的附 图标记相同的附图标记。第三实施例中的功率转换设备的特征在于与第一实施例的感测电路不同的感测 电路4。除初级绕组101和次级绕组102之外，变压器10还具有在次级侧的辅助绕组 103。辅助绕组103具有第一端和第二端，并且辅助绕组103的第二端的极性与初级绕组 101和次级绕组102的各第二端的极性相同。辅助绕组103的第一端和第二端分别与电阻 器34的第一端和电容器30的第二端连接。第三实施例中的感测电路4被配置成产生信号S4，其对应于DC-DC转换器电路 1的输出(输出功率)、并且在电阻器34和电容器30的接合点处叠加在模拟信号S3上以 形成叠加信号S21。例如，感测电路4具有运算电路45和电阻器46。运算电路45被配 置成根据DC-DC转换器电路1的输出电压和输出电流来计算DC-DC转换器电路1的输出功率。从二极管12 和电容器13的接合点例如通过分压器(未示出)来检测DC-DC转 换器电路1的输出电压。从低电阻器(例如，参见图7中的电阻器40)获得DC-DC转换 器电路1的输出电流。信号S4与模拟信号S3的叠加比由电阻器34和46的分压比来限定。在第三实施例中，将感测电路4的信号(输出功率)用作变压器10的磁通量的 DC分量。相应地，在连续模式下，即使模拟信号为截除了磁通量的DC分量的信号，也 可以响应于流过变压器10的电流来调节开关装置11的接通和断开定时。第四实施例图11示出根据本发明的第四实施例的功率转换设备。第四实施例中的功率转换 设备具有图6的基本配置，并且还包括误差放大器电路24。类似于第三实施例，除了初 级绕组101和次级绕组102之外，变压器10还具有在次级侧的辅助绕组103。为了清楚 起见，向类似种类的元件分配图6中所示附图标记相同的附图标记。辅助绕组103具有分别与电阻器34的第一端和电容器30的第二端连接的第一端 和第二端。辅助绕组103的第二端的极性与初级绕组101和次级绕组102的各第二端的 极性相同。误差放大器电路24被配置成根据来自外部的输出命令检测DC-DC转换器电路 1的输出电压和输出电流，以通过输出电压和输出电流的误差计算来产生接通时段的命令 信号。从二极管12和电容器13的接合点例如通过分压器(未示出)来检测DC-DC转换 器电路1的输出电压。从连接于次级绕组102和电容器13的接合点与DC电源7的负极 端子之间的电阻器40获得DC-DC转换器电路1的输出电流。DC电源7的负极端子接 地。命令信号被提供给比较器21的反相输入。第四实施例中的功率转换设备的特征在于感测电路5。感测电路5被配置成产生 如下信号其对应于DC-DC转换器电路1的输入(输入电流)、并且在辅助绕组103的 第二端处叠加在模拟信号上以形成叠加信号S21。例如，感测电路5具有电容器50和电 阻器51。电容器50与初级绕组101和开关装置11的串联组合并联。电阻器51具有第 一端和第二端，并且电阻器51的第一端与电容器50和开关装置11的接合点连接。电阻 器51的第二端还与DC电源7的负极端子连接。在第四实施例中，将感测电路5的信号(输入电流)用作变压器10的磁通量的 DC分量。相应地，在连续模式下，即使模拟信号为截除了磁通量的DC分量的信号，也 可以响应于流过变压器10的电流来调节开关装置11的接通和断开定时。特别地，在无 负载条件(零输出条件)下，可以通过在激活DC-DC转换器电路1之后立即升高电压来 防止发生过载。在示例中，用电阻器51代替用于反极性保护的装置(例如，开关装置)、输入滤 波器等的电路阻抗。第五实施例图12示出了根据本发明的第五实施例的功率转换设备。第五实施例中的功率转 换设备具有图6的基本配置。为了清楚起见，向类似种类的元件分配与图6和11所示的 附图标记相同的附图标记。在图12中，“输出电流(检测信号)”被提供给用于反馈控 制的误差放大器电路(未示出)，并且被用于产生用于输出控制的命令信号。
变压器10具有初级绕组101和次级绕组102。除第一端和第二端之外，次级绕 组102具有中间抽头。电阻器34具有第一端和第二端，并且电阻器34的第一端与次级 绕组102的中间抽头连接。电容器30具有分别与电阻器34的第二端和次级绕组102的
第二端连接的第一端和第二端。第五实施例中的功率转换设备具有感测电路4和5，其被配置成产生如下信号 其对应于DC-DC转换器电路1的输入(输入电流)和输出(输出电流)、并且在电容器 30的第二端处叠加在模拟信号上以形成叠加信号S21。具体地，感测电路4具有电阻器40。电阻器40具有分别与DC电源7的负极端 子和地连接的第一端和第二端。电容器13的第一端和地构成DC-DC转换器电路1的输
出ο感测电路5具有电容器50和电阻器51。电容器50与初级绕组101和开关装置 11的串联组合并联。电阻器51具有第一端和第二端，并且电阻器51的第一端与电容器 50和开关装置11的接合点连接，并且还是DC-DC转换器电路1的下侧的连接部分。电 阻器51的第二端与DC电源7的负极端子和电阻器40的第一端连接。在第四实施例中，输入电流在输出短路条件下是微小的，并且相应地，通过感 测电路5叠加的磁通量的DC分量变得不足够。在第五实施例中，由于感测电路4的信 号也被叠加在模拟信号上，因此，可以改善输出短路条件下的控制性能。第六实施例图13示出根据本发明的第六实施例的功率转换设备。第六实施例中的功率转换 设备具有图1的基本配置。为了清楚起见，向类似种类的元件分配与图1中所示的附图 标记相同的附图标记。次级绕组102的第二端的极性与初级绕组101的第二端的极性相同。在图13 中，“输出电流(检测信号)”被提供给用于反馈控制的误差放大器电路(未示出)，并 且被用于产生用于输出控制的命令信号。第六实施例中的功率转换设备的特征在于模拟电路3和感测电路4。模拟电路3 由电容器30、电阻器34、36、38和39、以及(PNP)晶体管37构成。电容器30具有第 一端和第二端，并且电容器30的第一端与DC电源7的正极端子和初级绕组101的第一 端连接。电阻器34具有分别与电容器30的第二端和初级绕组101的第二端连接的第一 端和第二端。电阻器36具有分别与电容器30和电阻器34的接合点以及DC电源7的负 极端子连接的第一端和第二端。电阻器38具有第一端和第二端，并且电阻器38的第一 端与DC电源7、电容器30和初级绕组101的接合点连接。晶体管37的发射极与电阻器 38的第二端连接。晶体管37的基极与电容器30和电阻器34及36的接合点连接。晶体 管37的集电极与比较器21的非反相端子连接。晶体管37和电阻器38构成射极跟随放 大器。电阻器39具有第一端和第二端，并且电阻器39的第一端与晶体管37和比较器的 接合点连接。电阻器39的第二端与次级绕组102的第二端连接。在模拟电路3中，通过经由电阻器34的在初级绕组101两端的电压对电容器30 进行充电和放电。通过射极跟随放大器将电容器30两端的电压转换成电流。也就是说， 电容器30两端的电压被施加至电阻器38，并且响应于该电压，电流从晶体管37的发射极 流至集电极。电流(集电极电流)流过电阻器39，从而在电阻器39两端产生电压(即，模拟信号)。感测电 路4被配置成产生如下信号其对应于DC-DC转换器电路1的输出(输 出电流)、并且在电阻器39和次级绕组102的接合点处叠加在模拟信号上以形成叠加信号 S21。例如，感测电路4具有连接于初级绕组102和电容器13的接合点与DC电源7的 负极端子之间的电阻器40。在第六实施例中，将感测电路4的信号(输入电流)用作变压器10的磁通量的 DC分量。相应地，在连续模式下，即使模拟信号为截除了磁通量的DC分量的信号，也 可以响应于流过变压器10的电流来调节开关装置11的接通和断开定时。特别地，在放 电灯镇流器中，当DC-DC转换器电路1在连续模式下工作时，放电灯可以稳定地操作。第七实施例图14示出根据本发明的第七实施例的前灯镇流器8。前灯镇流器8具有前灯 体80、电子镇流器81等。前灯体8具有前灯外壳800，其中包括放电灯(例如，HID 灯)801、灯插座802等。放电灯801通过灯插座802与电子镇流器81连接。电子镇流 器81包括第一至第六实施例的任何功率转换设备、逆变器、点火器等，并且通过开关82 和熔线83与DC电源(图8中的电池)连接。如果当启动放电灯801时该放电灯是冷的，则灯电压低。相应地，需要向该灯 提供与稳态相比更多的功率，以在连续模式下快速地增大光输出。在第七实施例中，由 于模拟信号即使在连续模式下也响应于DC-DC转换器电路1的输出电压而增大，因此， 模拟信号的电平可以超过接通时段的命令信号的电平。相应地，即使灯电压低，也可以 在连续模式下快速地增大光输出。即使在连续模式下激活镇流器81以抑制由于电池电压 的大波动而导致开关频率在低输入电压下的过度降低，也可以保证输出稳定性。尽管已参考特定优选实施例描述了本发明，但是在不背离本发明的真实精神和 范围的情况下，本领域技术人员可以做出多种修改和变更。
权利要求
1.一种功率转换设备，包括转换器电路，其包括开关装置和用于功率转换的磁性装置，所述转换器电路被配置 成(a)当根据高频信号接通所述开关装置时，向所述磁性装置提供来自电源的电流，以 将能量储存在所述磁性装置中；(b)当根据所述高频信号断开所述开关装置时，释放储 存在所述磁性装置中的能量；(c)并且由此将来自所述电源的功率转换为直流功率；以 及控制电路，其被配置成将所述高频信号提供给所述转换器电路， 其中，所述功率转换设备还包括模拟电路，其被配置成产生模拟所述磁性装置的磁通量的状态或变化的模拟信号；以及感测电路，其被配置成产生与所述转换器电路的输入和输出中的至少之一相对应并 且叠加在所述模拟信号上以形成叠加信号的信号，其中，所述控制电路基于所述叠加信号，限定所述高频信号的接通时段。
2.根据权利要求1所述的功率转换设备，其中，通过所述感测电路产生的所述信号对 应于所述磁性装置的磁通量的DC分量。
3.根据权利要求1所述的功率转换设备，其中，当所述转换器电路的输入或输出增大 时，与通过所述感测电路产生的所述信号相加的波动的倾斜极性与所述模拟信号在所述 磁性装置的磁通量的增大时段内的倾斜极性相同。
4.根据权利要求1所述的功率转换设备，其中，所述控制电路被配置成将所述叠加信号与命令信号进行比较，所述控制电路 被配置成在所述叠加信号的电平超过所述命令信号的电平的情况下断开所述开关装置， 其中，所述磁性装置包括绕组，其中，所述模拟电路包括电容器，所述电容器通过来自全部或部分所述绕组的信号 进行充电和放电，并且其中，通过将与所述转换器电路的输入和输出中的至少之一相对应的所述信号叠加 在所述电容器两端的电压或与所述电容器两端的电压相对应的电压上，产生所述叠加信号。
5.根据权利要求1所述的功率转换设备，其中，所述控制电路被配置成将所述叠加信号与命令信号进行比较，所述控制电路 被配置成在所述叠加信号的电平超过所述命令信号的电平情况下断开所述开关装置， 其中，所述磁性装置包括绕组，其中，所述模拟电路包括电容器，所述电容器通过来自全部或部分所述绕组的信号 进行充电和放电，并且其中，通过将电流信号与到所述电容器的充电电流进行合成来产生所述叠加信号， 所述电流信号是通过与所述转换器电路的输入和输出中的至少之一相对应的所述信号来 改变的。
6.根据权利要求1所述的功率转换设备，其中，通过所述感测电路产生的所述信号对 应于所述转换器电路的输入电流、输入功率、输出电流、输出电压和输出功率中的至少之一。
7.—种放电灯镇流器，包括根据权利要求1-6中任一项所述的功率转换设备；以及逆变器电路，其被配置成将来自所述功率转换设备的直流功率转化为交流功率。
8.—种前灯镇流器，包括根据权利要求7所述的放电灯镇流器；以及 前灯体，其具有包括放电灯和灯插座的前灯外壳，其中，所述放电灯镇流器被配置成通过所述插座将所述交流功率提供给所述放电
全文摘要
功率转换设备包括转换器电路、控制电路、模拟电路和感测电路。转换器电路包括开关装置和用于功率转换的磁性装置，并且被配置成将来自电源的功率转换成直流功率。控制电路被配置成向转换器电路提供用于接通和断开开关装置的高频信号。模拟电路被配置成产生用于模拟磁性装置的磁通量的状态或变化的模拟信号。感测电路被配置成产生与转换器电路的输入和输出中的至少之一相对应、并且叠加在模拟信号上以形成叠加信号的信号。控制电路基于叠加信号限定高频信号的接通时段。
文档编号H02M3/28GK102017378SQ20088012880
公开日2011年4月13日 申请日期2008年8月29日 优先权日2008年4月24日
发明者中村俊朗 申请人:松下电工株式会社