专利名称：同步整流控制器、电源转换电路及同步整流控制方法
技术领域：
本发明涉及一种应用于交换式电源转换电路的一同步整流控制器及其控制方法， 尤其是一种预测式次级侧同步整流控制器及其控制方法。
背景技术：
在电源转换的技术领域中，利用晶体管开关取代二极管以降低功耗，是一个常见的技术手段。图1为一典型具有次级侧同步整流功能的电源转换电路。电源转换电路的初级侧具有一脉宽调制控制器11与一主开关12。脉宽调制控制器11依据来自隔离反馈装置13 的反馈信号，输出脉冲信号控制主开关12的导通或截止。电源转换电路的次级侧具有一同步整流开关15与一次级侧同步整流控制器20。次级侧同步整流控制器20依据来自变压器 14的次级侧绕组142的信号，控制同步整流开关15的导通或截止。当主开关12导通时，直流输入端VIN提供电力至变压器14的初级侧绕组141。在此同时，同步整流开关15则是呈现截止。因此，来自直流输入端VIN的电力会储存于变压器14中。随后，当主开关12转为截止时，次级侧同步整流控制器20侦测到次级侧绕组142 的电压极性的变化，控制同步整流开关15导通。此时，变压器14开始释放储存的能量至输出端VO以及滤波电容16。值得注意的是，次级侧同步整流控制器20必须准确控制同步整流开关15的工作周期，以模拟二极管的运作，避免造成转换效率损失或导致开关烧毁。就图1的电源转换电路而言，初级侧的主开关12与次级侧的同步整流开关15必须交替导通。为了防止主开关 12与同步整流开关15的导通时间重叠，在主开关12的导通时间与同步整流开关15的导通时间之间，必须预留一死区时间(dead time)。亦即，在此死区时间内，主开关12与同步整流开关15都是呈现截止。图1中的次级侧同步整流控制器20采用复杂的数字控制方式以计算死区时间。如图中所示，此次级侧同步整流控制器20具有一时脉缓冲单元(Clock Buffer) 22、一数字截止控制器(Digital Turn-off Controller) M与一输出驱动单元洸。图2为图1中的数字截止控制器M的方块示意图。如图中所示，数字截止控制器M包括一振荡单元对2、一第一计数器对3、一第二计数器对4、一有限状态控制装置 (Finite States Machine) 246 与一输出控制单元(Output Control) 248 其中，第一计数器243与第二计数器244均为可上数与下数的计数器。振荡单元242用以产生一内部计数时脉信号CLK，供第一计数器243与第二计数器244计数之用。有限状态控制装置246接收外部同步信号Sync，并依据此外部同步信号Sync控制第一计数器243与第二计数器244 的计数期间。此外部同步信号Sync变压器14的次级侧绕组142的输出信号。图3为数字截止控制器M中各控制信号的波形图。请同时参照图2，有限状态控制装置246侦测到外部同步信号Sync的第一开关周期TSl的前缘时，控制第一计数器243 开始上数，直到有限状态控制装置246侦测到外部同步信号Sync的第二开关周期TS2的前缘。随后，有限状态控制装置246控制第一计数器243开始下数，直到有限状态控制装置 246侦测到外部同步信号Sync的第三开关周期TS3的前缘。假定第一计数器243于第一开关周期TSl中上数到n，当第一计数器243下数到η-χ时，有限状态控制装置Μ6随即产生一输出截止信号，控制输出控制单元248停止输出导通信号(即高电位的驱动信号OUT)。χ 的数值为预设的死区时间的计数数量，其大小可通过死区设定端DTS加以设定。此外，有限状态控制装置246侦测到外部同步信号Sync的第二开关周期TS2的前缘时，会同时控制第二计数器244开始上数，直到有限状态控制装置246侦测到外部同步信号Sync的第三开关周期TS3的前缘。第二计数器244与第一计数器243的运作相类似。于第三开关周期TS3中，有限状态控制装置246即是依据第二计数器244的计数数量，产生一输出截止信号，控制输出控制单元248停止输出导通信号。此次级侧同步整流控制器20利用计数器M3，244的上数与下数历程，可以有效预测下一个开关周期中同步整流开关的导通时间，同时维持大致固定的死区时间。不过，此次级侧同步整流控制器20的电路设计相当复杂，制作成本不易降低。
发明内容
本发明的一主要目的是针对传统的预测式次级侧同步整流控制器，电路结构过于复杂的问题，提出解决的方法。本发明的另一主要目的是提供一种模拟型次级侧同步整流控制器，可以准确控制死区时间，以避免电源转换效率降低或导致开关烧毁。为了达到前述目的，本发明的一实施例提供一种预测式次级侧同步整流控制器， 用以控制至少一个开关。此同步整流控制器具有一锯齿波产生器、一峰值取样单元、一输出控制单元。其中，锯齿波产生器接收一同步信号，以产生一锯齿波信号。峰值取样单元撷取锯齿波信号的一峰值电压，据以产生一参考电压信号。输出控制单元比较锯齿波信号与参考电压信号，以产生一同步整流控制信号，控制开关的导通状态，当该锯齿波信号的电位高于该预测参考电压信号的电位时，该输出控制单元关断该同步整流开关。本发明的一实施例并提供一具有预测式同步整流功能的电源转换电路。此电源转换电路具有一变压器、一同步整流开关与一预测式次级侧同步整流控制器。其中，变压器包括一初级侧绕组与一次级侧绕组。同步整流开关连接至次级侧绕组。预测式次级侧同步整流控制器用以控制同步整流开关。此次级侧同步整流控制器具有一锯齿波产生器、一峰值取样单元与一输出控制单元。其中，锯齿波产生器接收一同步信号，以产生一锯齿波信号。 峰值取样单元撷取锯齿波信号的一峰值电压，据以产生一参考电压信号。输出控制单元比较锯齿波信号与参考电压信号，以产生一同步整流控制信号，控制同步整流开关的导通状态，当该锯齿波信号的电位高于该预测参考电压信号的电位时，该输出控制单元关断该同步整流开关。本发明的一实施例并提供一种预测式同步整流控制方法，以控制一电源转换电路的一同步整流开关。此预测式同步整流控制方法至少包括下列步骤(a)依据一同步信号， 产生一周期相同的锯齿波信号；(b)依据锯齿波信号的峰值电压，在锯齿波信号的下一周期，产生一逐步衰减的参考电压信号，此参考电压信号的一最大电压小于锯齿波信号的该峰值电压；以及(c)比较参考电压信号与下一周期的锯齿波信号，以产生一同步整流控制信号，控制同步整流开关的导通状态。关于本发明的优点与精神可以借助于以下的发明详述及附图得到进一步的了解。
图1为一典型具有次级侧同步整流功能的电源转换电路；图2为图1中的数字截止控制器的方块示意图；图3为数字截止控制器的控制信号的波形图；图4为本发明同步整流电源转换电路一第一实施例的电路图；图5为本发明同步整流电源转换电路一第二实施例的电路图；图6为图4的次级侧同步整流控制器一第一实施例的电路示意图；图7为图6的次级侧同步整流控制器的控制波形图；图8为本发明次级侧同步整流控制器一第二实施例的电路示意图；图9为图8的次级侧同步整流控制器的控制信号一较佳实施例的波形图；图10为本发明的次级侧同步整流电源转换电路一第三实施例的电路示意图；图11为图10的次级侧同步整流控制器的控制信号一较佳实施例的波形图。主要元件附图标记说明脉宽调制控制器11，31主开关12，32反馈电路13，33同步整流开关15，35次级侧同步整流控制器20变压器14初级侧绕组141次级侧绕组142输入端VIN输出端VO滤波电容16，36时脉缓冲单元22数字截止控制器M输出驱动单元洸振荡单元M2第一计数器M3第二计数器M4有限状态控制装置M6输出控制单元M8计数时脉信号CLK同步信号 Sync，SyncO，Syncl第一开关周期TSl第二开关周期TS2
第三开关周期TS3
死区设定端DTS
次级侧同步整流控制器40
变压器；34
初级侧绕组；341
次级侧绕组；342
次级侧辅助绕组344
锯齿波产生器42
峰值取样单元44
输出控制单元46
输出驱动单元48
锯齿波信号Ramp
预测参考电压信号PS
同步整流控制信号SRC
驱动信号OUT
死区时间控制信号Comp
下降沿触发脉冲FTP
前缘触发脉冲RTP
锯齿波产生电容422
充电电源424
重置开关426
保持电容442
释放元件444
参考偏压源446
比较器462
截止开关464
下降沿触发单元427
变压器讨
初级侧绕组
次级侧绕组讨2
同步整流开关阳
电感56
整流二极管57
次级侧同步整流控制器60
参考偏压Vr
电源输入端VCC
第一次级侧导通周期tal
第二次级侧导通周期ta2
第三次级侧导通周期ta3
第一初级侧导通周期tbl第二初级侧导通周期tb2死区时间td峰值取样电路448
具体实施例方式本发明为一种预测式次级侧同步整流控制器与方法。此控制电路与控制方法可应用于返驰式、顺向式、半桥式或全桥式拓朴于电流连续模式(Current Continuous Mode, CCM)的控制。此外，本发明的预测式次级侧同步整流控制器采用简易的模拟电路控制同步整流开关的导通周期，适于各种定频的交换式电源供应器的次级侧同步整流控制。本发明的预测式次级侧同步整流控制器，依据一次级侧同步信号产生一锯齿波信号，并撷取锯齿波信号的峰值电压，产生相对应的参考电压，并将此参考电压与下一工作周期的锯齿波信号相比较，以产生一死区信号，截止同步整流开关。图4为本发明同步整流电源转换电路一第一实施例的电路图。本实施例一返驰式电源转换电路。如图中所示，此电源转换电路的初级侧具有一脉宽调制控制器31与一主开关32。脉宽调制控制器31依据来自隔离反馈装置33的反馈信号，输出脉冲信号控制主开关32的导通或截止。此电源转换电路的次级侧具有一同步整流开关35与一次级侧同步整流控制器40。此次级侧同步整流控制器40依据一对应于初级侧的脉冲信号的同步信号 SyncO，控制同步整流开关35的导通状态。在本实施例中，次级侧同步整流控制器40依据来自于变压器34的次级侧辅助绕组344的一同步信号SyncO，控制同步整流开关35的导通或截止。此同步信号SyncO的高低电位变化与初级侧的脉冲信号相反。当脉冲信号控制主开关32导通时，直流输入端VIN提供电力至变压器34的初级侧绕组341。在此同时，次级侧同步整流控制器40控制同步整流开关35截止。因此，来自直流输入端VIN的电力会储存于变压器34中。随后，当脉冲信号控制主开关32转为截止时，同步信号SyncO的电位产生变化。次级侧同步整流控制器40侦测到同步信号SyncO的电位产生变化后，控制同步整流开关35导通。此时，变压器34开始释放储存的能量至输出端VO以及滤波电容36。图6为图4的次级侧同步整流控制器40 —第一实施例的电路示意图。如图中所示，此次级侧同步整流控制器40具有一锯齿波产生器42、一峰值取样单元44、一输出控制单元46与一输出驱动单元48。其中，锯齿波产生器42接收一同步信号SyncO，以产生一锯齿波信号Ramp。峰值取样单元44撷取锯齿波信号Ramp的一峰值电压，据以产生一预测参考电压信号PS。输出控制单元46比较锯齿波信号Ramp与预测参考电压信号PS，以产生一同步整流控制信号SRC。输出驱动单元48依据此同步整流控制信号SRC，产生一驱动信号 0UT，控制同步整流开关35的导通状态。锯齿波产生器42具有一锯齿波产生电容422、一充电电源似4与一重置开关426。 其中，充电电源4 用以对锯齿波产生电容422充电，以产生锯齿波信号Ramp。锯齿波信号Ramp的上升斜率受到锯齿波产生电容422所控制。重置开关似6用以释放锯齿波产生电容422所储存的电荷。此重置开关4 的导通状态由同步信号SyncO所控制。在本实施例中，充电电源4M—定电流源。不过，本发明并不限于此，此充电电源亦可以是一定电压源。峰值取样单元44具有一保持电容442、一释放元件444、一参考偏压源446与一峰值取样电路448。峰值取样电路448对锯齿波信号Ramp进行取样，将锯齿波信号Ramp的最高准位传递至保持电容442储存。释放元件444则是用以释放储存于保持电容442的电荷。 保持电容442的一高压端的输出信号即为前述预测参考电压信号PS。参考偏压源446设置于保持电容442与锯齿波产生器42之间，用以拉低锯齿波产生器42所输出的锯齿波信号 Ramp的电压，使保持电容442所储存的锯齿波信号Ramp的峰值电压与锯齿波信号Ramp的实际峰值电压维持一偏压。本实施例的释放元件444 一释放阻抗。不过，本发明并不限于此，此释放元件444亦可以是一定电流源或是其他输入等效阻抗。输出控制单元46具有一比较器462与一截止开关464。比较器462比较锯齿波信号Ramp与预测参考电压信号PS的电位，以产生一死区时间控制信号Comp以导通截止开关 464。此死区时间控制信号Comp的持续时间即为所定义的死区时间(dead time)。当截止开关464导通时，原本处于高电位的同步信号SyncO的电位被拉低，而产生同步整流控制信号SRC至输出驱动单元48以控制同步整流开关35的导通时间。其次，本实施例的次级侧同步整流控制器40具有一电源输入端VCC。外部电源通过此电源输入端VCC供电至锯齿波产生器42与输出驱动单元48。请同时参照图4所示，在本实施例中，此电源输入端VCC连接至一次级侧辅助绕组344。不过，本发明并不限于此。 此电源输入端VCC亦可连接至其他直流电源。图7为图6的次级侧同步整流控制器的控制波形图。如图中所示，在第一次级侧导通周期tal中，同步信号SyncO处于高电位，重置开关4 处于截止状态。此时，充电电源424向锯齿波产生电容422充电，使锯齿波产生电容422的高压端的电位逐步提高(亦即锯齿波信号Ramp的电位)。随后，进入第一初级侧导通周期tbl时，同步信号SyncO转变为低电位。此时，重置开关426导通，锯齿波产生电容422迅速放电，以形成锯齿波信号 Ramp。随后，进入第二次级侧导通周期ta2时，同步信号SyncO重行转变为高电位，重置开关似6再度截止，使锯齿波产生电容422重新充电。锯齿波信号Ramp的电压会通过参考偏压源446及峰值取样电路448储存至保持电容442。参考偏压源446所提供的一参考偏压Vr会使保持电容442所储存的最大电压小于锯齿波信号Ramp的峰值电压。在进入第一初级侧导通周期tbl时，锯齿波信号Ramp的电位会快速降低。相较的下，由于保持电容442内的电荷是通过一具有高阻抗的释放元件 444缓慢释放，因此，由保持电容442的高压端所输出的预测参考电压信号PS的电位会逐步缓慢降低。进入第二次级侧导通周期ta2后，锯齿波信号Ramp的电位再度上升。不过，预测参考电压信号PS的电位依然缓慢降低。起初，锯齿波信号Ramp的电位仍然是低于预测参考电压信号PS的电位。随着锯齿波信号Ramp的电位逐步上升，在一特定时点，当锯齿波信号 Ramp的电位上升至超过预测参考电压信号PS的电位后，比较器462随即产生一死区(dead time)控制信号Comp。死区时间控制信号Comp用以调整同步信号SyncO的第二次级侧导通周期ta2的时间长度，以产生同步整流控制信号SRC。此高电位的死区时间控制信号Comp会持续到第二初级侧导通周期让2开始。如图中所示，同步整流控制信号SRC的上升段的时点与同步信号SyncO相同，不过，同步整流控制信号SRC的下降段的时点则是由死区时间控制信号Comp决定。死区时间控制信号Comp在次级侧导通周期tal，ta2, ta3内定义出死区时间td。 如图中所示，对应于第二导通周期(包括第二初级侧导通周期tb2与第二次级侧导通周期 ta2)的死区时间td是通过比较第二导通周期的预测参考电压信号PS与对应于第二次级侧导通周期ta2的锯齿波信号Ramp所决定。第二导通周期的预测参考电压信号PS的最大电压则是由对应于第一次级侧导通周期tal的锯齿波信号Ramp的峰值电压所决定。在各个导通周期中，锯齿波信号Ramp的上升斜率与预测参考电压信号PS的下降斜率都是维持一定。因此，各个导通周期的高电位同步整流控制信号SRC的持续时间是由前一个导通周期的锯齿波信号Ramp的峰值电压所决定，也就是由前一个次级侧导通周期的时间长度所决定。锯齿波信号Ramp的上升斜率可通过改变锯齿波产生电容422的电容值加以调整， 预测参考电压信号PS的下降斜率可通过释放元件444与保持电容442加以调整。死区时间td的长短可通过改变锯齿波信号Ramp的上升斜率以及预测参考电压信号PS的下降斜率加以调整。锯齿波产生电容422的电容值越大，释放元件444的阻抗越大，保持电容442 的电容值越大，死区时间td越短。图5为本发明同步整流返驰式电源转换电路一第二实施例的电路图。相较于图4 的实施例中，同步整流开关35设置于次级侧绕组342与接地端之间，本实施例的同步整流开关35则是设置于次级侧绕组342与输出端VO之间。此外，相较于图4的实施例中，次级侧同步整流控制器40是连接至次级侧辅助绕组344撷取所需的电能，本实施例的次级侧同步整流控制器40则是连接至次级侧绕组342，次级侧辅助绕组344亦改为串接至次级侧绕组342的输出端。虽然电路连接有所不同，不过，本实施例的次级侧同步整流控制器40的运作原理与图4的实施例大致相同，在此不予以赘述。图8为本发明次级侧同步整流控制器一第二实施例的电路示意图。图9为相对应的控制信号的波形图。相较于图6的实施例，本实施例的锯齿波产生器42具有一下降沿触发单元427，撷取同步信号SyncO的下降沿(Falling Edge)，以产生下降沿触发脉冲FTP控制重置开关似6导通，使锯齿波产生电容422放电。此外，图6的锯齿波产生器42是利用同步信号SyncO控制重置开关似6进行周期性的导通，而产生非连续性的锯齿波信号Ramp。 相较之下，本实施例利用下降沿触发脉冲FTP导通重置开关426，大幅缩短重置开关426的导通时间，而产生近似连续性的锯齿波信号Ramp。此次级侧同步整流控制器40的其他部份的运作原理与图6的实施例大致相同，在此不予以赘述。图10为本发明同步整流电源转换电路一第三实施例的电路示意图。本实施例一顺向式电源转换电路。其与本发明第一实施例的返驰式电源转换电路的差别在于，本实施例的次级侧绕组讨2的极性与第一实施例的次级侧绕组342不同，本实施例的同步整流开关55的设置位置与第一实施例的同步整流开关35不同。此同步整流开关55与次级侧绕组542构成一回路。并且，在同步整流开关55与滤波电容36之间连接有一电感56。此外， 本实施例省略了第一实施例中的次级侧辅助绕组344。其次，在本实施例中，次级侧同步整流控制器60连接至次级侧整流二极管57的前端以撷取同步信号Syncl。相较于图4与图5的实施例中，同步信号SyncO与初级侧的脉冲信号的高低电位变化恰恰相反。在本实施例中，同步信号Syncl则是与初级侧的脉冲信号的高低电位变化一致。也就是说，在初级侧导通周期中，同步信号Syncl会呈现高电位，而非低电位。图11显示利用本发明的次级侧同步整流控制器，将图10中的同步信号Syncl转换为死区时间控制信号Comp以控制同步整流开关55的导通状态的控制信号的波形图。不同于图9的实施例是采用下降沿触发的方式控制重置开关426导通，以形成锯齿波信号 Ramp。由于本实施例的同步信号Syncl与初级侧的脉冲信号的高低电位变化一致，本实施例改以前缘(Rising Edge)触发的方式，产生前缘触发脉冲RTP控制重置开关426导通，以形成锯齿波信号Ramp。本实施例的死区时间控制信号Comp与同步整流控制信号SRC的产生原理，与图6及图9的实施例大致相同，在此不予以赘述。本发明利用同步信号SyncO，Syncl定义出的导通周期，产生锯齿波信号Ramp，搭配峰值取样技术撷取锯齿波信号Ramp的峰值电压，并设定一参考偏压Nr，以产生死区时间控制信号Comp。因此，本发明可以取代公知复杂的数字控制电路。其次，由于本发明搭配峰值取样技术所撷取的峰值电压会因应实际工作周期的长短而变化，因而可以因应实际工作周期的改变。死区时间td长短，则可通过锯齿波产生电容422、保持电容442等元件加以设定。综上所述，本发明的次级侧同步整流控制器是一种预测式的控制方式，撷取前一周期的锯齿波信号Ramp，以设定死区时间td。因此，能适用于工作频率偏差大、电源电压变动范围大的条件下，以达到高效率的电源控制。但是，以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，当不能以此限定本发明实施的范围，即凡依本发明权利要求保护范围及发明说明内容所作的简单的等效变化与修改，皆属本发明专利涵盖的范围内。另外本发明的任一实施例或权利要求不须达到本发明所揭示的全部目的或优点或特点。此外，摘要部分和标题仅是用来辅助专利文件搜寻之用，并非用来限制本发明的权利要求保护范围。
权利要求
1.一种次级侧同步整流控制器，用以控制至少一个同步整流开关，其特征在于，该次级侧同步整流控制器包含一锯齿波产生器，接收一同步信号，以产生一锯齿波信号；一峰值取样单元，撷取该锯齿波信号的一峰值电压，据以产生一电压逐步递减的预测参考电压信号；以及一输出控制单元，比较该锯齿波信号与该预测参考电压信号，以产生一死区时间控制信号控制该同步整流开关的导通状态，当该锯齿波信号的电位高于该预测参考电压信号的电位时，该输出控制单元关断该同步整流开关。
2.如权利要求1所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该锯齿波产生器包括 一锯齿波产生电容；一充电电源，对该锯齿波产生电容充电，以产生该锯齿波信号；以及一重置开关，以释放该锯齿波产生电容所储存的电荷，该重置开关由该同步信号所控制。
3.如权利要求2所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该充电电源是一定电流源或是一定电压源。
4.如权利要求1所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该峰值取样单元包括 一保持电容，用以接收该锯齿波信号；以及一释放元件，用以释放储存于该保持电容的电荷； 其中，该保持电容的一高压端输出该预测参考电压信号。
5.如权利要求4所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该释放元件是一释放阻抗或一定电流源。
6.如权利要求4所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该峰值取样单元更包括一参考偏压源，用以拉低该保持电容的一储存电压，使该储存电压的最大值小于该锯齿波信号的该峰值电压。
7.如权利要求1所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该同步信号是一次级侧绕组的输出信号。
8.如权利要求1所述的次级侧同步整流控制器，其特征在于，该输出控制单元依据该死区时间控制信号与该同步信号，产生一同步整流控制信号控制该同步整流开关的导通状态。
9.一种具有次级侧同步整流功能的电源转换电路，其特征在于，该电源转换电路包含一变压器，该变压器包括一初级侧绕组与一次级侧绕组； 一同步整流开关，连接至该次级侧绕组；一次级侧同步整流控制器，用以控制该同步整流开关，该次级侧同步整流控制器包括一锯齿波产生器，接收一同步信号，以产生一锯齿波信号； 一峰值取样单元，撷取该锯齿波信号的一峰值电压，据以产生一电压逐步递减的预测参考电压信号；以及一输出控制单元，比较该锯齿波信号与该预测参考电压信号，以产生一死区时间控制信号控制该同步整流开关的导通状态，当该锯齿波信号的电位高于该预测参考电压信号的电位时，该输出控制单元关断该同步整流开关。
10.如权利要求9所述的电源转换电路，其特征在于，该锯齿波产生器包括 一锯齿波产生电容；一充电电源，对该锯齿波产生电容充电，以产生该锯齿波信号；以及一重置开关，以释放该锯齿波产生电容所储存的电荷，该重置开关由该同步信号所控制。
11.如权利要求10所述的电源转换电路，其特征在于，该充电电源一定电流源或是一定电压源。
12.如权利要求9所述的电源转换电路，其特征在于，该峰值取样单元包括 一保持电容，用以接收该锯齿波信号；以及一释放元件，用以释放储存于该保持电容的电荷； 其中，该保持电容的一高压端输出该预测参考电压信号。
13.如权利要求12所述的电源转换电路，其特征在于，该释放元件是一释放阻抗或一定电流源。
14.如权利要求12所述的电源转换电路，其特征在于，该峰值取样单元更包括一参考偏压源，用以拉低该保持电容的一储存电压，使该储存电压的最大值小于该锯齿波信号的该峰值电压。
15.如权利要求9所述的电源转换电路，其特征在于，该次级侧同步整流控制器包括一电源输入端，该电源输入端连接至一次级侧辅助绕组。
16.如权利要求9所述的电源转换电路，其特征在于，该同步信号是该次级测绕组的一输出信号。
17.一种预测式同步整流控制方法，用以控制一交换式电源转换电路的至少一同步整流开关，其特征在于，该预测式同步整流控制方法至少包括下列步骤依据一同步信号，产生一周期相同的锯齿波信号；依据该锯齿波信号的该峰值电压，在该锯齿波信号的下一周期，产生一电压逐步递减的预测参考电压信号；以及比较该预测参考电压信号与该下一周期的该锯齿波信号，以产生一死区时间控制信号控制该同步整流开关的导通状态。
18.如权利要求17所述的预测式同步整流控制方法，其特征在于，该预测参考电压信号的一最大电压小于相对应的该锯齿波信号的该峰值电压。
19.如权利要求17项所述的预测式同步整流控制方法，其特征在于，利用该死区时间控制信号控制该同步整流开关的步骤包括撷取该同步信号，该同步信号定义有至少一次级侧导通周期； 利用该死区时间控制信号，缩短相对应的该同步信号的该次级侧导通周期的时间长度；以及利用调整后的该同步信号控制该同步整流开关的导通状态。
20.如权利要求17所述的预测式同步整流控制方法，其特征在于，比较该预测参考电压信号与该下一周期的该锯齿波信号以产生一死区时间控制信号的步骤，是于该预测参考电压信号的电位低于该下一周期的该锯齿波信号时，产生该死区时间控制信号。
全文摘要
一种预测式次级侧同步整流控制器，用以控制至少一个同步整流开关；此同步整流控制器具有一锯齿波产生器、一峰值取样单元、一输出控制单元；其中，锯齿波产生器接收一同步信号，以产生一锯齿波信号；峰值取样单元撷取锯齿波信号的一峰值电压，据以产生一预测参考电压信号；输出控制单元比较锯齿波信号与预测参考电压信号，以产生一同步整流控制信号，控制开关的导通状态。
文档编号H02M3/07GK102377357SQ20101025125
公开日2012年3月14日 申请日期2010年8月9日 优先权日2010年8月9日
发明者徐达经 申请人:尼克森微电子股份有限公司