专利名称：功率变换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及功率变换器，尤其涉及权利要求I的前序部分的功率变换器。此外，本发明还涉及方法、系统、计算机程序和计算机程序产品。
背景技术：
图I展示了现有技术中的一功率变换器。图I中的功率变换器包括一原边和ー副边，所述的原边及所述的副边由包含形成在所述原边上初级线圈和形成在所述副边上的次级线圈的变压器TXl分隔。所述原边和副边分别为所述功率变换器的输入和输出电路。此夕卜，该变压器TXl具有漏电感LL。而且，有源箝位电路(ACC)与图I中所示的功率变换器的原边连接。原边开关QA也被连接到该原边且以控制信号A进行脉冲宽度调制(PWM)。该原边开关QA将输入电压 VIN切分，使得原边开关QA接通时输出滤波器的输入端(节点LOUT，QA2)的电压将等于VIN · NS/NP (NS/NP是变压器TXl的匝数比且被定义成副边匝数NS与原边匝数NP之比)，且当该原边开关QA关断时该电压为O。从而,功率变换器将输入电压VIN变换成输出电压VOUT0图I中的电路还包括连接到副边的同步整流器QAl和QA2，以及由串联的电容C3及电阻R2。由所述的串联的电容C3及电阻R2形成有损的RC缓冲器减小了功率变换器副边的电压震荡。电感LOUT和电容COUT形成了功率变换器的均值输出滤波器。通过改变控制信号A的占空比D，可以将输出电压VOUT调控为VOUT = VIN · (NS/NP) *D0最后，将电阻RLOAD连接到副边并作为提供所述输出电压VOUT的输出负载电阻。图2示出了根据现有技术的功率变换器中的ACC的控制逻辑，其中fS = 1/TS是功率变换器的开关频率，且TS是时间周期。占空比D定义为D = T0N/TS，其中TON是原边开关QA接通的时长。在图2中，当原边开关QA被关断吋，QAC被接通，反之亦然。然而，应当注意，在这种情况下，以PMOS晶体管实现ACC，这意味着，当将ACC的控制信号设为低吋，ACC被接通。而且，根据现有技术的上述类型的功率变换器常常被用作开关模式电源(Switched Mode Power Supplies, SMPS)。不同于线性电源，SMPS开关的传输晶体管非常快速地(通常在50KHZ和IMHz之间)在全导通和全关断之间切换，这使得浪费的能量最小化。通过改变比例D提供了电压调控。相比之下，线性电源必须耗散过多的电压来调控输出。这种更高的效率是SMPS的主要优点。当在SMPS中将输入电压变换成输出电压时，主要的目标是以尽可能小的损耗进行该功率变换。当高频SMPS中的半导体开关被分别接通和关断时，与之相关联的开关损耗増加了 SMPS的总损耗。正常情况下，由于通过开关的梯形电流波形的缘故，该关断损耗是主要的，即在关断时电流更高。在接通期间，变压器TXl的漏电感限制了电流的导数即di/dt，这使得在这种情况下接通损耗更小。
另ー个问题是变压器的副边整流器由于漏电感导致的寄生电感所产生的电压瞬态。这些暂态或电压尖峰迫使设计者使用更高的电压等级的半导体器件和有损缓冲器(限制电压尖峰的电路，通常具有显著的额外损耗)，这也导致了功率变换器中的更高损耗。文件US 7，606，051示出了功率变换器电路中的完全箝位的耦合电感器。
发明内容
本发明的目的是提供ー种功率变换器，其完全或部分地解决了现有技术的功率变换器的缺点和劣势。本发明的另一目标是提供一种与现有技术的功率变换器相比具有減少的开关损耗的功率变换器。本发明的又一目的是提供一种替代性的解决方案，其用于使用功率变换器解决功率变换的问题。根据本发明的ー个方面，使用用于DC/DC或AC/DC变换的功率变换器实现了这些目标，所述功率变换器具有由变压器分隔的原边和副边，所述原边被连接到所述变压器的 原边线圈且是所述功率变换器的输入电路，且所述副边被链接到所述变压器的副边线圈且是所述功率变换器的输出电路，所述功率变换器还包括连接到所述副边的至少ー个有源箝位电路，所述至少一个有源箝位电位包括-第一电容器(Cl)，所述第一电容器(Cl)以串联的方式与所述开关(SI)和ニ极管(Dl)的并联组合相连接；以及第二电容器(C2)，所述第二电容(C2)以并联的方式与所述的以串联方式相连接的所述第一电容器(Cl)及所述开关(SI)和ニ极管(Dl)的并联组合相连接。在从属权利要求2-15中公开了以上功率变换器的实施例。根据本发明的另ー个方面，用ー个系统实现了这些目标。该系统包括至少ー个上述功率变换器和至少ー个控制电路，该控制电路配置成控制所述功率变换器中的一个或更多个开关。根据本发明的又ー个方面，用ー种方法实现了这些目标，该方法用于控制功率变换器中的至少ー个有源箝位电路，所述功率变换器具有由变压器分隔的原边和副边；所述原边被连接到所述变压器的原边线圈且是所述功率变换器的输入电路，且所述副边被连接到所述变压器的副边线圈且是所述功率变换器的输出电路；所述功率变换器还包括连接到所述副边的至少ー个有源箝位电路以及连接到所述原边的至少ー个相应的原边开关，其中所述至少ー个有源箝位电路被配置成改变所述至少ー个相应的原边开关中的电流波形，使得当所述相应的原边开关被接通时所述电流波形高于当所述相应的原边开关被关断时的电流波形；其中所述至少一个有源箝位电路在与所述至少一个相应的原边开关被接通和关断时基本上同时地被接通和关断。根据以上功率变换器的不同实施例，加以适当的修改，本发明的方法也可以做相应的修改。本发明也涉及计算机程序和计算机程序产品，当在计算机上运行时，其使得计算机执行该方法。而且，该发明涉及系统。本发明具有的ー个优点在于以下事实其改变了电流的波形，例如原边开关和副边整流器中，所述的电流的波形在接通时较高而在关断时较低，由此减少了根据该发明的功率变换器的主要的关断损耗。与现有技术的功率变换器相比，本发明提供了更有效率的功率变换，且可以实现> 96%的效率。而且，也減少了副边的整流器上的电压应力，这意味着可以在副边的整流器上使用较低的电压等级。整流器上的较低电压等级通常意味着在同步整流器的情况下三级管接通时其上的较低电阻或ニ极管整流器的情况下较低的正向电压降。从而可以取得较高的效率。从以下公开中可以清楚本发明 的其他优点和应用。
附图意在解释清楚本发明的不同实施例，其中图I示出了根据现有技术的功率变换器的例子；图2示出了根据现有技术的用于控制ACC的控制逻辑；图3示意地示出了根据本发明的ACC ；图4示出了通过图3中的ACC的峰值电流与第二电容器C2的值C2的关系；图5示出了在ACC活跃的时间段中图3中的ACC上的电压和ACC中的电流；图6示出了第二电容器C2上的两个不同值C2的通过LI的电流波形；图7示出了根据本发明的PC的实施例-全桥原边和具有两个ACC的电流倍増器副边；图8示出了用于控制图7中的PC的所有开关的控制逻辑波形；图9示出了根据图7的电路中的原边开关中的电流波形和瞬时功率；图10详细示出了开关被关断时图9中的图；图11示出了本发明的另ー个实施例-全桥原边和具有两个ACC的全桥副边；图12示出了本发明的另ー个实施例-具有两个ACC的有源箝位正向变换器；以及图13示出了本发明的又一个实施例-全桥的原边和具有两个ACC的副边的电流
倍増器。
具体实施例方式现有技术中的ACC是由与电容器Cl串联其与ニ级管Dl并联的可控开关SI构成。ニ极管Dl被调整为可自动地将单极电压尖峰箝位成电容器Cl上的电压，且电容器Cl将与电感器LL谐振，该电感器与变压器TXl的原边线圈串联。 通常，在ニ极管Dl已开始导通稍后开关SI被接通，且保持开关SI接通状态，这使得电流在电容器Cl中的谐振。从而，在一个开关周期内，电容器Cl中的电流将从初始状态对所述电容器Cl充电，然后对所述电容器Cl放电到其初始值。这种配置已经被证明是有效率的，且其有效率地将原边的电压箝位，然而它没有解决副边的电压尖峰的问题。因此，本发明提供了一种功率变换器(PC)，其具有由变压器TXl分隔的原边和副边。该原边连接到变压器TXl的原边线圈，且是该PC的输入电路。该副边连接到TXl的副边线圈，且是PC的输出电路。根据本发明的PC还包括连接到PC的副边的至少ー个ACC。该至少ー个ACC包括第一电容器Cl，所述第一电容器Cl以串联的方式与所述开关SI和ニ极管Dl的并联组合相连接；以及第ニ电容器C2，所述第二电容C2以并联的方式与所述的以串联方式相连接的所述第一电容器Cl及所述开关SI和ニ极管Dl的并联组合相连接。PC的这种配置具有了较低的开关损耗因此也就具有较高的效率，并且消除了副边整流器上的电压尖峰。根据本发明的一个实施例，该ACC还包括第一节点I ;1连接到第一电容器Cl和第二电容器C2 ;第ニ节点2 ；2连接到第一电容器Cl、开关SI和ニ极管Dl的阳极；以及第三节点3 ；3连接到开关SI、ニ极管Dl的阴极以及第ニ电容器C2。图3示意地示出了根据本发明的ACC的节点1、2、3，且结合所述图第一节点I ;Ii连接到变压器TXl的所述副边线圈10的第一节点或连接到高欧姆节点，以及第三节点3 ;根据本发明的又一个实施例，3'连接到该副边的低欧姆节点。低欧姆节点，也称为交流地，是在目标的时段中电流流入或流出该节点时在电压 上几乎固定的节点。地是理想的低欧姆节点。一侧连接到地的电压源，其另一端是理想的低欧姆节点。而且，连接到地的大电容器其另ー节点是交流地。高欧姆节是与低欧姆节点相反。在目标的时段中，将电流注入这样的节点将大大增加电压。图3示出了具有根据本发明的ACC的PC的副边的简化示意图，且应当理解，其用于在ー个开关周期期间分析该ACC。假设图3中的该电路已经达到其稳态。该电路中的初始条件被设置成在副边上的电压(此处简化为电压源VI)已经达到100V时对应于稳态，其中Vl是副边电压。V2相对于Vl具有接通延时，且是控制ACC的开关SI的电压。该描述中的电感LI是变换到副边的漏电感，或变换到副边的漏电感加上至少ー个外部电感。通过LI的初始电流=0A。Cl是该ACC的具有初始电压100V的第一电容器。此外，Dl是副边整流器ニ极管；D2是输出级的自由飞轮整流器；L2是输出电感，初始电流=4A ;且C3是输出电容器，初始电压=28V。根据本发明，该第二电容C2包括该(同歩)整流器的输出电容，且是ACC和PC正常工作的必要部件；第ニ电容C2上的初始电压=0V。在t = O 时，以下成立V1 = 100V, Ili = 0A, Vc2 = 0V, Vci = 100V, IL2 = 4A, Uc3 =28V，且电流ん正自由通过D2.图5示出Iu是如何开始增大并向电感L2供应电流的.当Iu到达4A时，其将开始对ACC.的第二电容C2进行充电。一旦Ve2超过D2的正向压降，D2将被反偏且Iu将提供给初始为4A的电流し· Ic2(即IPKJ的峰值电流(PK)由谐振电路设置，该谐振电路由电感LI和第二电容C2形成.由于能量守恒定律适用C2 · Vl2 =LI · IPKC22，且Vc2将充电为100V.发明人在以上示范配置中使用以下值Vl = 100V, LI =400 · 1(Γ9Η，C2 = 10 · 1(T9F，IPKc2 = 15. 811A, IPKli = IPKc2+し，其中 IPKli = 19. 811 AandIL2 = 4A.此外，如图5中所示，当第二电容C2上的电压V(C2)达到100V时，D3将开始导通(图3中t 115ns)。第二电容器C2中的先前的峰值电流现在将通过电感LI对第一电容器Cl充电(IPKa = IPKc2)。在短暂的延时之后，ACC的开关SI将被接通，且电流将被允许在反方向上流动，即第一电容器Cl能向输出电感器L2放电。第一电容Cl和电感LI现在形成了谐振电路。I. 32 μ s后，当由Vl建模的“原边”被关断后，大部分的到达电感器L2的电流由第一电容器Cl支持，由此减少了原边开关和由Dl建模的副边整流器的关断损耗。最后，ACC开关SI的关断可以在几乎零电压开关(ZVS)的情况下完成，因为在关断期间，第二电容器C2将会把电流传送到输出电感器L2且将开关SI上的电压保持为低电压。在图5中可以看出I(Ll) = I(L2)+I(C1)+I(C2)，即ACC減少了原边开关和副边整流器的关断电流，从而大大减少了 PC中的关断损耗。ZVS意味着在从一个状态过渡到另一个状态(如从开到关或相反)期间开关上的电压为O伏或接近O伏。设定该ACC与PC的规格在原边开关QA ；QB ；QC ；QD导通期间，ACC对应于原边开关QA ；QB ；QC ；QD也导通。此时，输出电感器L2中的以恒定斜率上升的电流等于(Vl-VOUT)/L2。使用以下公式I计算输出电感器L2中的峰值电流IPKwIPKl2 = IOUT + (Vl~V0UT) . T0N ⑴
L22-L2
发明人使用了示范性配置中的以下值V1 = 100V, VOUT = 28V L2 = 10 · 1(Γ6，IOUT = 8A, VOUT = 28V, TON = I. 32 · 1θΛ 由此得到 IPKl2 = 12. 752第一电容器Cl和电感LI形成谐振电路，其具有通过公式2中的关系给定的谐振
频率fK(2)为了最优性能，选择谐振频率fK以在TON期间振荡半个周期。然后，第一电容器Cl中的电流将从接通时其最大值变为关断时其最小值。谐振频率も是PC的开关频率fs的O. 5-4. O倍，且优选的是开关频率fs的I. 0-2. O倍。第一电容的值由以下公式给定Cl=(2^.fRfLV (3)发明人使用示范性配置中的以下值L1 = 400 · 10' fE = I/TON = 3. 788 · IO5,VOUT = 28V, TON = I. 32 · 1(T6，由此得出 Cl = 4. 414 · 10'为了为原边开关和复变整流器实现关断时的零电流开关(ZCS)，在关断时第一电容器必须将所有输出电流传送给输出电感器L2，即通过第一电容器Cl的峰值电流等于通过输出电感器L2的峰值电流，IPKci = IPKw ZCS意味着在从ー个状态过渡到另ー个状态期间(如从开到闭状态或相反)通过开关的电流为O安培或接近于O安培。已证明以下关系成立IPKci=Vb^, (4)发明人使用示范性配置中的以下值LI = 400 · 1(Γ9，Vl = 100V, C2 =((IPKci)2 · LI)/Vl2 = 6. 503 · 1(Γ9，由此得到 IPKci = 12. 75Α.从以上可得出，根据本发明的实施例的ACC的规格设定能被归纳为 从公式I得出输出电感器L2的峰值电流； 根据公式4选择第二电容C2的值C2，使得关系IPKa = IPKl2成立；以及 根据公式2选择第一电容器Cl的值Cl，使得第一电容器Cl中的电流在其在第ー电容器Cl中流动的时间内谐振半个周期。该时间TON = D*TS与输出电感器L2中的上升时间相同。图6示出了第二电容器C2的不同值C2对通过电感LI的电流的形状的影响。该无点的电流表明C2 = IOOpF时的情形，而有点的电流表明C2 = IOnF时的情形。通过增加第二电容器C2的值C2，通过电感的电流I(Ll)的形状被改变，使得其在关断时较低。在其极端情况下，如图6中所示，对于C2 = 10nF，实现了关断时的ZCS。另外的实施例和效果图7示出了具有连接到PC的副边的两个ACC的电流倍増器配置中的ACC的示意图。第一 ACC由第一电容器Cl连同第一 ACC的第二电容器C2形成；而第二 ACC由第一电容器Cl'连同Ql'以及第二 ACC的第二电容器C2'形成。电容器C2和C2'能被视为包括变压器TXl的寄生电容和Mosfet的输出电容的集总电容器。图8示出了电流倍増器的控制逻辑的时序图，且由于控制信号A，B, A3和B3控制NMOS晶体管，当它们的控制信号为高电平吋，这些晶体管接通。应当注意，在该实施方式中ACC开关Ql和Ql'是PMOS晶体管。从而，当它们的控制信号XA和XB被设为低电平时，它们接通。从图8可以看出，控制信号A驱动QA和QD，而控制信号B驱动QB和QC。副边整 流器由控制信号A3和B3控制。而且，ACC由控制信号XA和XB控制。图9示出具有根据本发明的连接到副边的ACC的PC中的波形。图9中的上部曲线示出了原边开关QD之一中的瞬时功率，而下部曲线示出了通过QD的电流。应当注意，由于ACC的较低的关断电流的缘故，減少了主导的关断损耗。而且，平均功率损耗已从2. 4W下降到I. 33ff0图10示出了具有根据本发明的连接到副边的ACC(见图7)的原边MOSFET上的图9的放大的关断损耗。拓扑结构由于变压器TXls的固有的漏电感的缘故，本发明适用于所有基于变压器的拓扑结构(如电流倍増器、正向和回扫拓扑结构)。本发明也适用于非基于变压器的拓扑结构，如Buck变换器，其具有类似于图3中的结构的结构。根据本发明的实施例，以下拓扑结构包括第一和第二 ACC，其中ACC的每个第一节点l、r被连接到变压器TXl的副边线圈的不同节点。优选地，ACC的第三节点3，3'同时连接到低欧姆节点。用于不同拓扑结构的该公共配置已在发明人的测试中表现出好的结
果O图11不意性地不出了全桥配置中的ACC。该第一 ACC由第一电容器Cl连同Ql以及第一 ACC的第二电容器C2形成。该第二 ACC由第一电容Cl'连同Ql'以及第二 ACC的第二电容器C2'形成。电容器C2和C2'可被视为包括变压器TXl的寄生电容和Mosfet的输出电容的集总电容器。图12示意地示出了有源箝位正向变换器(ACF)配置中的ACC。该第一 ACC由第一电容器Cl连同Ql和第一 ACC的第二电容器C2形成。该第二 ACC由第一电容器Cl'连同Ql'和第二 ACC的第二电容器C2'形成。电容器Cl和C2可被视为包括变压器TXl的寄生电容和Mosfet的输出电容的集总电容器。图13示意地示出了替代性的电流倍増器配置。应当注意，该配置中的ACC是NMOS晶体管，且因此由正逻辑控制，见下述。不同拓扑结构的控制信号的时序图遵循以上结合图8中的时序图所述的相同原理。
而且，本发明也涉及ー种系统，该系统包括根据以上任一实施例的至少ー个功率变换器PC和至少ー个控制电路，该控制电路被配置成控制该功率变换器PC中的一个或多个开关。本发明还涉及用于控制PC中的至少ー个ACC的方法，该PC包括连接到副边的至少ー个ACC和连接到原边的至少ー个相应的原边开关QA ；QB ；QC ;QD。该至少ー个ACC被配置成改变该至少ー个相应的原边开关QA ；QB ；QC ;QD中的电流波形的形状，使得当所述相应的原边开关QA ；QB ；QC ；QD接通时的电流波形高于该相应的原边开关QA ；QB ；QC ；QD关断时的电流波形。根据本方法该至少ー个ACC基本与该至少一个相应的原边开关QA ；QB ；QC ；QD接通和关断时同时地接通和关断。根据以上方法的实施例，如以上所述，在该至少一个相应的原边开关QA ；QB ；QC ；QD接通和关断的时刻延时d后该至少ー个ACC接通和关断。根据该方法的又一个实施例，该延时d小于当该至少ー个相应的原边开关QA ；QB ； QC ；QD接通时的时长TON,且优选地小于TON的1/10，即d < TON/IO0而且，如本领域技术人员理解的，根据本发明的方法可以在具有代码手段的计算机程序中实施，当在计算机上运行时，该程序使得该计算机执行该方法的步骤。该计算机程序被包括在计算机程序产品的计算机可读介质中。该计算机可读介质可以基本上由任何存储器组成，如R0M(只读存储器)、PROM(可编程只读存储器)、EPROM(可擦除PR0M)、闪存、EEPROM(电可擦除PR0M)、或硬盘驱动器。最后，应当理解，本发明不限于以上所述的实施例，但是包含了在所附独立权利要求的范围内的所有实施例。
权利要求
1.用于DC/DC或AC/DC变换的功率变换器，所述功率变换器(PC)具有由变压器(TXl)分隔的原边和副边，所述原边被连接到所述变压器(TXl)的原边线圈作为所述功率变换器的输入电路，且所述副边被连接到所述变压器(TXl)的副边线圈作为所述功率变换器(PC)的输出电路，所述功率变换器(PC)还包括连接到所述副边的至少一个有源箝位电路(ACC)，其特征在于，所述至少一个有源箝位电路(ACC)包括 第一电容器(Cl)，所述第一电容器(Cl)以串联的方式与所述开关(SI)和二极管(Dl)的并联组合相连接；以及 第二电容器(C2)，所述第二电容(C2)以并联的方式与所述的以串联方式相连接的所述第一电容器(Cl)及所述开关(SI)和二极管(Dl)的并联组合相连接。
2.根据权利要求I的功率变换器，其特征在于，所述有源箝位电路(ACC)还包括 被连接到所述第一电容器(Cl)和所述第二电容器(C2)的第一节点(I ;1')， 被连接到所述第一电容器(Cl)、所述开关(SI)和所述二极管(Dl)的阳极的第二节点{2-,2')，以及 被连接到所述开关(SI、所述二极管(Dl)的阴极和所述第二电容器(C2)的第三节点(3;3')。
3.根据权利要求2的功率变换器，其特征在于，所述第一节点a；r )被连接到所述副边线圈(10)的第一节点，且所述第三节点(3 ;3')被连接到所述副边的低欧姆节点。
4.根据权利要求2或3的功率变换器，其特征在于，包括第一(ACCl)和第二有源箝位电路(ACC2)，其中 所述第一有源箝位电路(ACCl)的第一节点(I)被连接到所述副边线圈的第一节点(10)，以及 所述第二有源箝位电路(ACC2)的第一节点(I')被连接到所述副边线圈的第二节点(11)。
5.根据权利要求4的功率变换器，其特征在于 所述第一有源箝位电路的第三节点(3)被连接到所述副边的低欧姆节点，以及 所述第二有源箝位电路的第三节点(3')被连接到所述副边的低欧姆节点。
6.根据权利要求5的功率变换器，其特征在于，所述功率变换器(PC)被配置成电流倍增器、全桥、回扫或正向拓扑结构。
7.根据权利要求I的功率变换器，其特征在于，所述副边线圈与电感LI串联，所述电感LI是变换到所述副边的漏电感或变换到所述副边的所述漏电感加上至少一个外部电感。
8.根据权利要求7的功率变换器，其特征在于，所述第一电容器(Cl)和所述电感LI形成了具有谐振频率Λ = 2；rji a的谐振电路，其中Cl是所述第一电容(Cl)的值。
9.根据权利要求8的功率变换器，其特征在于，所述谐振频率是所述功率变换器(PC)的开关频率fs的O. 5-4. O倍，且优选为所述开关频率fs的I. 0-2. O倍。
10.根据权利要求7的功率变换器，其特征在于，所述第二电容(C2)的值C2取决于所述电感LI、所述第一电容(Cl)中的峰值电流IPKa、以及定义成所述功率变换器(PC)的输入电压乘以所述变压器(TXl)的匝数比的电压VI。
11.根据权利要求10的功率变换器，其特征在于，所述第二电容(C2)的所述值C2由关系C2 =得出。 Vl
12.根据权利要求I的功率变换器,还包括至少一个原边开关(QA；QB ；QC ;QD)，其中 所述至少一个原边开关(QA ；QB ；QC ；QD)是所述至少一个有源箝位电路(ACC)的相应开关，以及 所述至少一个有源箝位电路(ACC)被配置成与所述相应原边开关(QA ；QB ；QC ；QD)被接通和断开基本上同时地接通和断开。
13.根据权利要求12的功率变换器，其特征在于 在所述至少一个相应的原边开关(QA ；QB ；QC ；QD)被接通和断开后经历延时d所述至少一个有源箝位电路(ACC)被接通和断开，以及 所述延时d小于所述至少一个相应原边开关(QA ；QB ；QC ；QD)被接通时的时长TON，且优选地小于T0N/10。
14.根据权利要求I的功率变换器，其特征在于，所述开关(SI)和所述二极管(Dl)的所述并联组合是PMOS或NMOS晶体管。
15.根据权利要求I的功率变换器，其特征在于，所述开关(SI)是双极晶体管或IGBT晶体管.
16.一种包括根据在先权利要求的任一项所述的至少一个功率变换器(PC)和至少一个控制电路的系统，该控制电路被配置成用于控制所述功率变换器(PC)中的一个或多个开关。
17.用于控制功率变换器(PC)中的至少一个有源箝位电路(ACC)的方法，所述功率变换器(PC)具有由变压器(TXl)分隔的原边和副边； 所述原边被连接到所述变压器(TXl)的原边线圈且是所述功率变换器(PC)的输入电路以及所述副边被连接到所述变压器(TXl)的副边线圈且是所述功率变换器(PC)的输出电路； 所述功率变换器(PC)还包括连接到所述副边的至少一个有源箝位电路(ACC)和连接到所述原边的至少一个原边开关(QA ；QB ；QC ;QD)，其特征在于，所述至少一个有源箝位电路(ACC)被配置成改变所述至少一个原边开关(QA ；QB ；QC ；QD)中的电流波形的形状，使得当所述相应的原边开关(QA ；QB ；QC ；QD)被接通时所述电流波形高于当所述相应的原边开关(QA ；QB ；QC ；QD)被关断时的电流波形；其特征在于 所述至少一个有源箝位电路(ACC)与所述至少一个原边开关(QA ；QB ；QC ；QD)被接通和关断基本上同时接通和关断。
18.根据权利要求17的方法，其中在所述至少一个相应的原边开关(QA；QB ；QC ；QD)被接通和断开后经历延时d所述至少一个有源箝位电路(ACC)被接通和断开。
19.根据权利要求18的方法，其特征在于，所述延时d小于所述至少一个相应原边开关(QA ；QB ；QC ；QD)被接通时的时长Τ0Ν，且优选地小于T0N/10·
20.计算机程序，其特征在于代码手段，当其在计算机上运行时，引起所述计算机执行根据权利要求17-19中的任一项的所述方法。
21.包括计算机可读介质和根据权利要求20的计算机程序产品，其特征在于，所述计算机程序被包括在所述计算机可读介质中，且由来自以下组中的一个或多个组成R0M(只读存储器)，PROM(可编程的R OM)，EPROM(可擦除的PR0M)，闪存，EEPR0M(电的EPR0M)以及硬盘驱动器。
全文摘要
本发明涉及用于DC/DC或AC/DC变换的功率变换器，所述功率变换器(PC)具有由变压器(TX1)分隔的原边和副边，所述原边被连接到所述变压器(TX1)的原边线圈，且是所述功率变换器的输入电路，且所述副边被连接到所述变压器(TX1)的副边线圈，且是所述功率变换器(PC)的输出电路，所述功率变换器(PC)还包括连接到所述副边的至少一个有源箝位电路(ACC)；所述至少一个有源箝位电路(ACC)包括第一电容器(C1)，所述第一电容器(C1)以串联的方式与所述开关(S1)和二极管(D1)的并联组合相连接；以及第二电容器(C2)，所述第二电容(C2)以并联的方式与所述的以串联方式相连接的所述第一电容器(C1)及所述开关(S1)和二极管(D1)的并联组合相连接。
文档编号H02M3/335GK102835012SQ201080007474
公开日2012年12月19日 申请日期2010年12月3日 优先权日2010年12月3日
发明者麦克·格林, 格罗弗维特·特瑞克巴斯, 菲利普·鲁道夫 申请人:华为技术有限公司