直流电源装置的制作方法

专利名称：直流电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种输出直流电的绝缘形的DC-DC转换器，其中尤其涉及一种具有半导体开关损耗的降低电路和抑制开关元件的接通时产生的整流电路的电涌电压的缓冲电路的直流电源装置。
背景技术：
在不稳定的直流电源的稳定化、变更直流电压时，或者在需要输出与输入电绝缘的直流电源时，采用DC-DC转换器。尤其在输入与输出电绝缘的直流电源装置中，使用于绝缘的变压器能够与所使用的频率的上升成比例地实现小型化。另一方面，因半导体开关的开关损耗而导致的发热，使开关频率的上升有限。因此，设置利用谐振电路的换相电路(commutation circuit),来降低开关损耗的同一的构成 例记载在专利文献I和非专利文献I中。图7表示在这些文献上记载的谐振电路的现有例。101是输入直流电源、102是由滤波电抗器和滤波电容器构成的滤波电路、103是谐振开关电路、104是对各半导体开关的接通/断开进行控制的门控制装置。对图7的电路工作进行说明。Ql Q4是构成逆变器电路的半导体开关，在各个半导体开关中附带Dl D4的续流二极管(freewheeling diode)。在半导体开关Ql及Q2的连接点a与半导体开关Q3及Q4的连接点b之间连接变压器T的初级线圈，而次级线圈经由谐振电抗器Lz连接在由整流二极管D5 D8组成的桥的连接点c和连接点d。该桥的输出经由滤波电路102被提供给负载RL。此外,谐振开关电路103插入在桥式整流电路(bridge rectifier circuit)的输出侧与滤波电路102之间。门控制装置104向半导体开关Ql Q4和谐振电路控制用半导体开关Qz提供接通和断开的指令。作为半导体开关，可考虑双极型晶体管、M0SFET、晶闸管、控制极可关断晶闸管、IGBT等，但是在此作为代表例采用IGBT来进行说明。图8是表示用于说明图7的现有例的工作波形的时间变化的图。Iab是在连接点
a,b间流动的电流、Vab是在连接点a, b间的电压、Iz是在谐振电路中流动的电流、Vz是谐振电容器Cz的两端的电压。Io表示从桥式整流电路起在滤波电路102和负载RL中续流(free wheeling)的电流。若关于电路工作采用以上描述来进行说明，则从门控制装置104向半导体开关Ql和Q4提供接通信号，从而逆变器电路的半导体开关Ql和Q4成为导通状态。电流Iab流动且从输入直流电源101向负载RL传递能量。在关断逆变器电路的半导体开关Ql和Q4之前的时刻to，若从门控制装置104提供对谐振开关电路103的谐振电路控制用半导体开关Qz进行接通的信号进而使其接通，则谐振电容器Cz的充电电流从输入直流电源101流入。该电流Iz是谐振电抗器Lz和谐振电容器Cz的串联谐振电流。
在半导体开关Ql和Q4中流动的电流是在负载侧流动的电流Id和谐振电流Iz之和，以正弦波形状增加。此时，在谐振电容器Cz中产生电压，并且成为比变压器T的次级电压更高的电压。在时刻tl，完成该充电并且电压达到最大值。此后，谐振电容器Cz的放电开始进行，在续流二极管D9和谐振电容器Cz的路径中放电电流流出。在此，若设变压器T的匝数比为I : 1，则由于滤波电抗器Ld的电流I d以电流Iab和谐振电流Iz之和成为恒定值的方式流动，因此若谐振电流Iz增加则电流Iab减少。在时刻t2，由于谐振电流Iz与电流Id变为相等，因此电流Iab成为O。放电进一步进行，不久在时刻t4谐振电容器Cz彻底放电，其谐振电流Iz成为O。另一方面，由于在滤波电抗器Ld中流动的电流Id是连续的，因此在谐振电容器Cz的放电电流Iz成为O的时候，电流Id成为向整流二极管D5 D8切换而流动的电流Ιο。如此确保电流Id的连续性。在谐振电流Iz流过续流二极管D9，并且变压器初级侧电流Iab成为O的、时刻t2 t4之间的时刻t3，若从门控制装置104向半导体开关Ql和Q4发送关断信号，进而进行关断，则变压器初级侧电压Vab成为0，并且向半导体开关Ql和Q4施加与输入直流电源电压E相等程度的电压。这是因为，残留一点点的变压器的励磁电流量在二极管D3和输入直流电源101、二极管D2的路径中续流。由于半导体开关Ql和Q4的电流在时刻t3的时候大致成为0，因此在关断的过程中开关损耗几乎不会产生。另一方面，在时刻t0的时候接通谐振电路控制用半导体开关Qz时，由于通过谐振电抗器Lz使谐振电流Iz逐渐增加，所以因在接通的过度状态下谐振电流Iz仍为较小值因此开关损耗小。另外，由于在续流二极管D9导通且谐振电流Iz为正的期间，若使谐振电路控制用半导体开关Qz关断则谐振电路控制用半导体开关Qz的电流已为0，因此在关断的过程中开关损耗不产生，但是在谐振电路控制用半导体开关Qz的续流二极管D9中因恢复(recovery)而产生损耗。在时刻t5，从门控制装置104向半导体开关Q2和Q3发出接通指令，来开始接通。此时在滤波电抗器Ld中流动的电流Id等于在整流二极管D5 D8中续流的电流Ιο。此时，由于电流Iab通过谐振电抗器Lz开始流动，因此无法使之急剧增加，另外，由于电流Id被视为恒定，因此按照与电流Io之和成为电流Id的方式发生变化，因此电流Iab以电流Io的减少量来增加。因此，在半导体开关Q2和Q3的接通过度状态下电流几乎不流动。从而接通损耗小。该电流Iab渐渐地增加，并且在时刻t6变为与电流Id相等，电流Io成为O。关于从此后的时刻tO’到时刻t6’为止的半周期，对臂(半导体开关Q2和Q3)以与上述同样的原理
来工作。然而，实际上在时刻t5 t6中，在续流电流Io在二极管流动时，从变压器初级侧施加反向的电压，从而以整流二极管D5、D8或者整流二极管D6、D7的组合产生被称为恢复(反向恢复)的现象，并且在时刻t6产生电涌电压。另外，该电涌电压因恢复路径的电感和整流二极管的结电容的谐振现象而许久振荡。
图9中表示此时的整流二极管D6的电压和电流波形。恢复的特性由二极管的性质来决定，如图9所示那样超过二极管的耐压，很多情况下导致破坏。另外，即使超过二极管的耐压，也有时依赖于此时的电压的时间变化(dv/dt)并产生高频的电磁噪声，向其他的设备带来不良影响。
在通常的变压器绝缘形的DC-DC转换器中，该电涌电压屡次成为问题，从而在各个整流二极管中设置RC缓冲来采取对策。作为其他的现有例，在专利文献I中如

图10所示那样将谐振电容器Cz与谐振电路控制用半导体开关Qz的连接点g和滤波电容器FC与滤波电抗器Ld的连接点h经由缓冲二极管Ds进行连接，并且在电涌电压产生时使充电电流在谐振电容器Cz中流动，从而抑制该过电压。作为其他的恢复时的电涌电压的现有例，可列举专利文献2、专利文献3、专利文献4等。以下，基于图10说明专利文献I中的对策。图11表示图10的工作波形的时间变化。采用该图11来说明图10的工作。图11中对图8所示的各电压、电流的波形追加记载了流过缓冲二极管Ds的电流Is。图11中的时刻tO t6与缓冲二极管Ds的工作无关且与图7的情况相同。在时刻t5，由于在所有的整流二极管中流动续流电流Io，因此点e，f间的电压大致为零。从而，谐振电容器Cz的电荷由于通过续流二极管D9被放电，因此谐振电容器Cz的两端的电压大致为零。在时刻t5，由于半导体开关Q2和Q3接通，并且变压器的初级电流Iab逐渐地开始流动，因此次级侧的续流电流Io减少。在电流Io为零的时刻t6，变压器T的次级侧的点e，f间产生电压，电流Is通过谐振电容器Cz和缓冲二极管Ds开始流动，直到时刻t8为止Cz被充电，并且以滤波电路的滤波电抗器Ld的两端的电位差决定的、某恒定的电压在谐振电容器Cz中产生。保持该谐振电容器Cz的电压直到谐振电路控制用半导体开关Qz下一次接通为止。关于时刻t8以后，除了谐振电容器Cz的电压Vz以外与图7的情况相同。该缓冲二极管Ds与谐振电容器Cz —起形成抑制电涌电压的路径。在图11的时刻t6，与图8的电路工作相同地整流二极管进行反向恢复，并且在整流二极管即点e，f间产生电涌电压。此时，由于能够在谐振电容器Cz、缓冲二极管Ds以及滤波电容器FC的路径中吸收电涌成分，因此能够防止电涌电压变得过大。专利文献I日本特开平4-368464号公报专利文献2日本特开2006-352959号公报专利文献3日本特开2009-273355号公报专利文献4日本特开2008-79403号公报非专利文献I ] O. Deblecker, Amoretti, andF. Vallee -.uComparative Analysisof TwoZero-Current Switching Isolated DC-DC Converters for Auxiliary RailwaySupply, ” SPEEDAM2008.

发明内容
在引入图10所示的缓冲二极管Ds的现有例的电路中，举出以下3个课题。第一个课题是，在谐振电容器Cz中残留与流过缓冲电流Is的量对应的电荷，并且使关断损耗减少的功能的工作范围变窄。
第二个课题是，由于谐振电容器Cz承担谐振和缓冲电容器这两个功能，因此在谐振电容器Cz中流动这两种电流，并且电容器自身的发热增大，因这些因素而其体积也增力口。最后一个课题是，在由上述课题使谐振电容器Cz大型化的情况下，布线电感增加，并且作为缓冲电路的电涌吸收功能减少。首先对于第一个课题进行说明。采用图12来说明以下内容在图10的电路的工作中，在谐振电路控制用半导体开关Qz接通的时刻t0，谐振电容器Cz的电压不为零时，也即谐振电容器Cz为了吸收电涌电压而被初始充电的情况下的电路工作。图12的实线表示谐振电容器Cz未被充电的状态下谐振电路控制用半导体开关Qz接通时，而虚线表示已被充电的状态下接通时。在时刻t0，谐振电路控制用半导体开关Qz接通且谐振电抗器Lz和谐振电容器Cz的谐振电流开始流动，但其电流振幅若被初始充电 则变小。图12中，Itlni表示谐振电容器Cz未被初始充电时的电流Iz的振幅，而Ilni表示已被初始充电时的电流Iz的振幅。这些具有式(I)所示的关系。数学式I
_] Ilffl= (I-a) I0ffl (I)在此，α表示谐振电容器Cz的初始充电电压对整流二极管的输出电压的比例。此夕卜，I0m以式⑵来表示。其中，Vef (tO)表示二极管桥的输出(点e，f间)电压的时刻tO时的电压。数学式2I0m(O (2)若谐振电流Iz不足则在时刻t2无法将电流Iab降低至O附近。此后在时刻t3使初级侧的半导体开关Ql和Q4断开，但与电流为O附近时相比，半导体开关Ql和Q4中产生很大的关断损耗。图13是对图7中正常工作的电路追加图10的缓冲二极管Ds并且实际工作的情况下的波形。在时刻tO由于在谐振开关工作之前只有谐振电容器Cz预先具有电压(谐振峰值电压的1/6左右)，而电流Iab成为O附近的时刻t2不存在，因此产生开关损耗。该开关损耗的产生自然而然地降低驱动频率，能够制约变压器T的小型化。另外，对能够正常实现开关损耗的减少的电路引入缓冲二极管Ds，从而其工作成为不可能的条件所做的是，使输入电压、输出电流的范围、也即DC-DC转换器的工作范围变窄。为了扩大该变窄工作范围而需要使谐振电容器Cz的静电电容增加、并且设定为比关断图12中的Ilm时的电流Iab的值更大。这关联到第二个谐振电容器Cz的发热的问题。此外，谐振电抗Lz由于包含变压器T的漏电感，因此在制造上难以使之变小。接着，对第二个课题进行说明。谐振电容器Cz成为还发挥缓冲电容器的作用的电路。因此，在该谐振电容器Cz中流动谐振电流和缓冲电流Is这两个电流。也就是说，图11的电流Iz，由于图8的谐振电流即电流Iz的成分和图11的缓冲电路的电流Is的成分的合计流动，因此图11的电流Iz的高频成分比图8的电流Iz大。电容器的发热，与由内部电阻产生的电流有效值的平方，因表皮效应与频率的平方根成比例地增加。对于如本DC-DC转换器所示那样在高频下工作的谐振电容器Cz的物理大小(体积)而言，由散热来支配、而不是谐振所需的静电电容来支配。如此，举出了下述课题由于因缓冲电流Is而电流Iz的高频成分增加，因此谐振电容器Cz的发热增大，与此成比例地体积增大的课题。再有，电容器是热敏感的元件，在高温使用时对寿命带来不良影响。另外，作为第一个课题的解决策略而举出的、为了扩大工作范围而使谐振电容器Cz的静电电容增加的解决策略，根据式⑵可知使电流有效值增加，这使得谐振电容器Cz的体积明显增大。最后说明第三个课题。在谐振电容器Cz的发热大的情况下，需要用于冷却的空间。在该情况下，无法避免谐振电容器Cz的布线电感的增力卩。尤其在大电力的情况下其变得显著。考虑该布线电感对抑制电涌电压的缓冲电路带来的影响。在图11的时刻t6，在整流二极管桥的输出的点e，f中与整流二极管的恢复所产生的电涌电压一起产生阶梯状的电压Vcd。将此时刻在时间轴上重新设为t = O、将电压设为V2，通过缓冲电路流动的电涌电流路径的等效电路为图14。此时的缓冲电流Is的时间变化由以下的式(3)来表示。数学式3
权利要求
1.一种直流电源装置，其特征在于， 具有直流电源；能由直流生成交流的电力变换电路；与所述电力变换电路的输出连接的变压器的初级线圈；所述变压器的次级线圈；与所述次级线圈连接的整流二极管桥电路；以及滤波电路，所述滤波电路由滤波电抗器和滤波电容器构成且与所述整流二极管桥电路的输出侧连接， 在所述次级线圈的输出侧设置谐振电抗器， 将由二极管及半导体开关的并联电路、和谐振电容器组成的谐振开关电路并联连接在所述整流二极管桥电路的输出侧， 构成所述谐振电抗器和所述谐振开关电路的所述谐振电容器的串联谐振电路， 构成缓冲电路，在所述缓冲电路中将串联连接缓冲二极管与缓冲电容器放电用二极管而形成的电路并联连接到所述滤波电路的所述滤波电容器，并且将所述缓冲电容器从串联连接的所述缓冲二极管与所述缓冲电容器放电用二极管的中点连接到整流二极管桥电路的输出点， 具备抑制所述整流二极管桥电路中产生的电涌电压的功能。
2.根据权利要求I所述的直流电源装置，其特征在于， 作为所述缓冲电路的构成要素的所述缓冲二极管、所述缓冲电容器放电用的二极管和所述缓冲电容器被构成为与所述谐振开关电路独立的电路。
3.根据权利要求I所述的直流电源装置，其特征在于， 为了提高所述缓冲电路的性能，将电阻串联连接在所述缓冲电容器。
4.根据权利要求I所述的直流电源装置，其特征在于， 所述缓冲电容器的静电电容被设定为谐振电容器的静电电容的1/10以下。
5.根据权利要求I所述的直流电源装置，其特征在于， 作为吸收所述整流二极管桥电路所产生的电涌电压的电流的电路的、从所述整流二极管桥电路的输出点通过所述缓冲电容器及所述缓冲二极管且经过所述滤波电容器并返回到所述整流二极管桥电路的输出的路径的布线中所产生的电感是I μ H以下。
6.根据权利要求I所述的直流电源装置，其特征在于， 在流过所述电力变换电路的半导体开关的电流大致成为零时，使所述电力变换电路的半导体开关断开。
7.根据权利要求I所述的直流电源装置，其特征在于， 所述电力变换电路的半导体开关和所述谐振开关电路内的所述半导体开关的接通/断开的控制，由门控制装置来进行控制。
8.根据权利要求I所述的直流电源装置，其特征在于， 所述谐振电抗器由所述变压器的漏电感和其布线电感的合计构成。
9.根据权利要求3的直流电源装置，其特征在于， 按照满足下式的方式决定与所述缓冲电容器串联连接的电阻的电阻值、 数学式7
R2- — >0 C 其中，设该电阻值为R、设所述缓冲电容器的电容值为C、设吸收电涌电压时的电流路径的电感为L 。
全文摘要
一种具备变压器的直流电源装置，其中为了半导体开关的高频工作化，设置用于降低开关损耗的辅助电路和整流二极管所产生的电涌电压的对策电路。将直流电源(101)与变压器(T)经由电力变换电路进行连接，使变压器(T)的次级线圈经由整流二极管桥和滤波电路向负载(RL)供电的直流电源中，在变压器(T)的输出侧设置谐振电抗器(Lz)，将由二极管(Dz)、半导体开关(Qz)的并联电路和谐振电容器(Cz)组成的谐振开关电路(103)并联连接在整流二极管桥，并且将由谐振电抗器(Lz)、谐振开关(103)的谐振电容器(Cz)构成的串联谐振电路与由缓冲电容器(Cs)、缓冲二极管(Ds1)和放电用二极管(Ds2)组成的缓冲电路进行连接从而吸收电涌电压。
文档编号H02M1/34GK102655376SQ201210038728
公开日2012年9月5日 申请日期2012年2月17日 优先权日2011年3月3日
发明者儿岛彻郎, 牧野雅史, 野崎雄一郎 申请人:株式会社日立制作所