一种三电平逆变器不连续pwm调制中点平衡方法
【专利摘要】一种三电平逆变器不连续PWM调制中点平衡方法，属于电力、电子技术及其相关的控制【技术领域】。通过两种DPWM算法交替调用，来实现中点电压的平衡的。在常用的60°不连续PWM调制过程中，有两种调制算法，DPWM2和DPWM3，两者的钳位状态分别是：在第一扇区分别钳位在A＝P和C＝N；在第二扇区分别钳位在C＝N和B＝P；在第三扇区分别钳位在B＝P和A＝N；在第四扇区分别钳位在A＝N和C＝P；在第五扇区分别钳位在C＝P和B＝N；在第六扇区分别钳位在B＝N和A＝P。通过改变P和N型不连续区域的宽度，来平衡中点电压。实现了对中点电压的有效控制。
【专利说明】-种三电平逆变器不连续PWM调制中点平衡方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于电力、电子技术及其相关的控制【技术领域】，特别是提供了一种三电平 逆变器不连续PWM调制中点平衡方法，适用于大功率中低压、低频AC-DC-AC电压源型逆变 器和电网侧整流器的中点电压的平衡控制。
【背景技术】
[0002] 随着电力电子、智能电网、新能源等技术的发展，为了降低对电网侧注入的谐波以 及提高对电机侧的控制质量，对变频器技术的控制要求越来越严格。
[0003] 在传统的PWM和SVPWM控制算法中，变频器控制性能的提高受限于开关器件的开 关频率，进而受限于作为开关器件的IGCT或IGBT等开关管子在调制过程中由于开关的开 通、关断动作带来的开关损耗。因此，如何降低开关器件的开关损耗，成为变频器控制性能 提高的一个很重要因素。
[0004] 对于电压源型逆变器（VSI)的PWM调制而言，连续PWM调制最为简便易行，容易操 作。但是随着逆变器输出电压的电平数目的增加，其较高的开关损耗，对提高开关器件的开 关频率，影响很大。
[0005] 而通过合理分配各个参与调制的电压矢量的作用顺序和作用时间，DPWM调制（不 连续PWM调制）不仅具有连续PWM调制下较宽的线性调制区，较小的谐波畸变率，易于实 施，而且其可以在相当一段时间内，控制部分开关器件不做开/关动作。这样，可以很大程 度地减少开关器件的开关频率。但，同时DPWM调制也存在中点电压的平衡问题。
[0006] 针对三电平DPWM调制所存在的中点电压不平衡的共性问题，文中设计出了一种 新型三电平逆变器不连续PWM调制的中点电压平衡方法。该算法可以不用添加额外的硬件 电路，通过对检测到的两个直流侧电容电压的差值大小，合理选择相应的控制算法，即可以 实现对中点电压的有效控制。
【发明内容】
[0007] 本发明的目的在于提供一种三电平逆变器不连续PWM调制中点平衡方法。可以 在不连续PWM算法下，实现对中点电压的有效控制（即可以控制中点电压在有效范围内波 动）。
[0008] 该平衡方法主要是通过两种DPWM算法（DPWM2和DPWM3)交替调用，来实现中点电 压的平衡的。在常用的60°不连续PWM调制过程中，有两种调制算法，DPWM2和DPWM3,两 者的钳位状态分别是：
[0009] 在第一扇区分别钳位在A=P和C=N;
[0010] 在第二扇区分别钳位在C=N和B=P;
[0011] 在第三扇区分别钳位在B=P和A=N;
[0012] 在第四扇区分别钳位在A=N和C=P;
[0013] 在第五扇区分别钳位在C=P和B=N;
[0014] 在第六扇区分别钳位在B=N和A=P。
[0015] 如果采用两者任何一种算法，由于要考虑到钳位状态，都不能如连续PWM调制那 样，可以通过调节P型或N型小矢量的作用时间来平衡中点电压。在此，本方法选择了将两 者相结合，根据两个电容电压差值大小，来作为更新调节P或N型不连续区域的宽度的参数 0的输入控制量。
[0016] 1、设定一个电压限值Um，米样两个电容电压得到uel (k)，ue2 (k);
[0017] 2、计算两个电容电压差值为uel(k)_ue2(k) =delt_u(k);
[0018] 3、比较电容电压差值，若|delt_u(k) |〈仏，认为中点电压稳定，此时0 = 〇，S卩，不做 中点电压平衡；此时，DPWM2和DPWM3交替使用，各工作30°角度，P和N各钳位60°区域： 在第一扇区，0?小于30°区间内使用DPWM2，A相钳位在P电平，30°?小于60°区间内采 用DPWM3方法，C相钳位在N电平；同样，第二扇区内，60°?小于90°区间内，采用DPWM2 方法，C相钳位在N电平，90°?小于120°区间内采用DPWM3方法，B相钳位在P电平；第三 扇区内120°?小于150°区间内，采用DPWM2方法，B相钳位在P电平，150°?小于180° 区间内，采用DPWM3方法，A相钳位在N电平；第四扇区内，180°?小于210°区间内，采用 DPWM2方法，A相钳位在N电平，210°?小于240°区间内采用DPWM3方法，C相钳位在P电 平；第五扇区内，240°?小于270°区间内采用DPWM2方法，C相钳位在P电平，270°?小 于300°区间内采用DPWM3方法，B相钳位在N电平；第六扇区内，300°?小于330°区间 内采用DPWM2方法，B相钳位在N电平，330°?360°区间内采用DPWM3方法，A相钳位在 P电平。
[0019] 如此，DPWM2和DPWM3交替使用，使得P和N电平交替钳位在以A,B，C三个坐标轴 为中心的60°区域内，但A，B，C三相的P和N电平不连续区间均有120°的可调节作用范 围。
[0020] 4、比较电压差，当deltjKk-l)〉^，在两个电容电压不平衡时，此时 ucl(k)-Uc;2(k)>0,即上面电容电压（直流母线正极侦^电容）大于下面电容电压（直流母线 负极侧电容）时，可适当增大P型不连续区的宽度，以增大P型电压小矢量的作用时间，使 流入n点电流增加；并等量减小N型不连续区的宽度，来减少N型电压小矢量的作用时间， 使流出n点电流减小。此时应有0 > 〇,相应的六个扇区内，每个扇区内，P型区间均增大0角 度，而如此相应的N型扇区减少0角度，使得P型矢量作用时间增加了。那么n点电压会逐 渐升高，11。2逐渐变大，Uc;1逐渐变小，直到两者基本平衡。
[0021] 5、比较电压差，deltjKk-lX-Um时，在两个电容电压不平衡时，上面电容电压小 于下面电容电压时，此时，0值应为负，六个扇区内，P型区间均减小0角度，N型区间均增大0 角度。如此，可适当减小P型不连续区宽度，使流入n点电流减小，增大N型不连续区宽度， 使流出n点电流增大，从而调节两个电容两侧的电压大小，直到两者基本平衡为止。
[0022] 这样，根据实时采样得到的两个电容电压的偏差，通过实时调节P型和N型不连续 区间的宽度，来调节P型和N型小矢量的作用时间，以控制流入和流出电容中点的电流总 量，进而实现电容中点电压的平衡控制。
【专利附图】
【附图说明】
[0023] 图1为NPC型三电平逆变器逆变电路。
[0024] 图2为P和N型小矢量对电容中点电压的影响。
[0025] 图3为DPWM2和DPWM3在单独作用时，ABC三相的钳位区域。
[0026] 图4为DPWM2和DPWM3共同调制下，当两个电容电压差值在允许范围内，不做中点 电压平衡时，ABC三相的钳位区域。
[0027] 图5为两种不连续调制方法共同作用下，ABC三相钳位区域的可调节范围。
[0028] 图6为根据两个电容电压差值，调节中点电压的流程图。
[0029] 图7为P和N型不连续区域的调节控制量0的作用图。
[0030] 图8为处理PN型跳变时，1，2小三角形区域钳位在0电平效果图。
[0031] 图9为两种方法切换下，可能存在的PN型跳变类型。
[0032] 图10为根据0的不同取值，两种方法在第1，6扇区的作用范围。
【具体实施方式】
[0033] 为了更为具体地描述本方法，下面结合附图及实施过程对本方法的技术方案及其 相关原理进行详细说明。
[0034] 如图1所示，为本方法所适用的NPC型三电平逆变器逆变电路。其中，Udc为610V， Cl=C2 = 56mF，T1?T12为IGBT开关管，D1?D6为普通二极管（作为钳位二极管）。图 中两个电容中点n即为所要调节的电压节点。ABC三相桥臂分别有四个IGBT开关器件作为 开关管，在每相桥臂的中间两个开关器件间输出对应的三电平P，0,N相电压Uan，Ubn，Ucn。
[0035] 如图2所示，为27种开关状态所对应的27种基本电压矢量中的P型和N型小矢 量对n点电压的影响。其中，P型小矢量，经负载向n点注入电流，使得C2电容电压升高， C1电压降低，而N型小矢量对n点作用刚好相反。
[0036] 如图3所示，为两种不连续PWM调制DPWM2和DPWM3单独作用时，ABC三相的钳位 区域。把DPWM2顺时针旋转60°，刚好可以得到DPWM3。正由于两种调制方法的钳位区域 是固定的，而其相应扇区的小矢量类型也是固定的，因此不可能通过改变小矢量的类型及 其作用时间来控制中点电压的平衡。
[0037] 如图4所示，为同时使用DPWM2和DPWM3,在不做中点电压平衡时的输出三相相电 压的钳位区域。可以看到，每一相仍然是钳位60°的区间，但跟单独使用两种方法比，其钳 位区域均向中间靠拢--即，钳位在两种方法所钳位区域的中间。因此，其钳位区间要跨越 两个扇区。
[0038] 如图5所示，为同时使用DPWM2和DPWM3时，ABC三相的钳位区域的可调节区间。 在此，由于同时使用了两种方法，每一相的P或N型钳位电平均有120°的调节范围。而实 际只用到了 60°的钳位区域。因此，正是这120°的可调范围，为中点电压的平衡提供了可 能。
[0039] 如图6所示，为应用本方法做中点平衡的控制流程图。先由初始化设定，电压不调 制区Um，基波频率fc，采样频率（开关频率）fs，直流母线电压Udc，调制度m等。然后采 样获得Ucl，Uc2电压，比较得到其差值delt-Uc，再取绝对值，与Um比较判断。
[0040] 如图7所示，为P和N型不连续区域的调节控制量0的作用图。如图所示，为 delt-Uc>Um时，Ucl>Uc2,此时应增大P型不连续区域的宽度，并对应减小N型不连续区域 的宽度。从图中可以看到，此时P型区域宽度均由图4所示区域，向两边拓宽了 20角度。而 相应的N型区域宽度则从图4的两边向中间收缩了 20:角度。
[0041 ] 但是，这样两种方法来回切换很容易使输出的相电压产生PN或NP电平跳变，而危 害电器设备，尤其是在电机的电动和制动的动态过程中和中点电压的调节过程中。此时，PN跳变问题是必须要解决的。
[0042] 从根本来说，PN跳变主要是由于参考电压矢量的变化产生的，而参考矢量的变化 主要有3种情况：仅幅值跳变，仅相角跳变，幅值相角同时跳变，这三种跳变还包括了DPWM2 和DPWM3调制方法之间的跳变。对于幅值跳变（仅指幅值跳出其所属的三角区域，同一三角 区域内参考矢量的幅值或相角的跳变并不会产生PN跳变，此处不予分析），包括幅值由大 到小和由小到大的跳变，我们采取了在小三角区域内把相应的相位钳位在〇电平来解决， 如图8所示。
[0043] 如图8所示，为调制算法在第一扇区和六个扇区的1，2小三角区域内的钳位状态。 此时对于DPWM2和DPWM3算法的各扇区相应相均钳位在0电平。从而解决了在幅值大小跳 变可能产生的PN跳变问题。
[0044] 然而，即使参考矢量的幅值不变，其在一个周期内规律性地变化，由于各扇区发波 序列不同，在扇区切换和DPWM2与DPWM3切换时依然有可能产生PN跳变，此时的PN跳变仍 然需要处理，其类型如图9所示。
[0045] 如图9所示，为在做中点平衡过程中，扇区切换和DPWM2与DPWM3方法切换时，各 个小三角形区域之间，可能存在的PN跳变类型。
[0046] 如图10所示，为在做中点电压平衡过程中，0?值为负，为正，为零，为+30 ° , 为-30°时的DPWM2 (DSVP2)和DPWM3 (DSVP3)，两种方法的作用区间。
[0047] 对于上述图9,提到的可能存在的PN跳变问题，本方法通过调整发波序列，可以完 全避免。比如在第一扇区，其6个扇区的发波序列可以为：
[0048] DPWM2在第一扇区（其他扇区类似）6个小三角形区域的发波序列：
[0049]
【权利要求】
1. 一种三电平逆变器不连续PWM调制中点平衡方法，其特征在于，通过两种DPWM算法 中DPWM2和DPWM3交替调用，来实现中点电压的平衡的；在60°不连续PWM调制过程中，有 两种调制算法，DPWM2和DPWM3,两者的钳位状态分别是： 在第一扇区分别钳位在A=P和C=N; 在第二扇区分别钳位在C=N和B=P; 在第三扇区分别钳位在B=P和A=N; 在第四扇区分别钳位在A=N和C=P; 在第五扇区分别钳位在C=P和B=N; 在第六扇区分别钳位在B=N和A=P; 将两者相结合，根据两个电容电压差值大小，作为更新调节P或N型不连续区域的宽度 的参数:0的输入控制量： (1) 设定一个电压限值Um，采样两个电容电压得到Uc;1，Uc;2; (2) 计算两个电容电压差值为UdGO-u^GO=delt_u(k); ⑶比较电容电压差值，若|delt_u(k) |〈Um，认为中点电压稳定，此时0 = 0,即，不做中 点电压平衡；此时，DPWM2和DPWM3交替使用，各工作30°角度，P和N各钳位60°区域：在 第一扇区，0?小于30°区间内使用DPWM2，A相钳位在P电平，30°?小于60°区间内采用 DPWM3方法，C相钳位在N电平；同样，第二扇区内，60°?小于90°区间内，采用DPWM2方 法，C相钳位在N电平，90°?小于120°区间内采用DPWM3方法，B相钳位在P电平；第三 扇区内120°?小于150°区间内，采用DPWM2方法，B相钳位在P电平，150°?小于180° 区间内，采用DPWM3方法，A相钳位在N电平；第四扇区内，180°?小于210°区间内，采用 DPWM2方法，A相钳位在N电平，210°?小于240°区间内采用DPWM3方法，C相钳位在P电 平；第五扇区内，240°?小于270°区间内采用DPWM2方法，C相钳位在P电平，270°?小 于300°区间内采用DPWM3方法，B相钳位在N电平；第六扇区内，300°?小于330°区间 内采用DPWM2方法，B相钳位在N电平，330°?360°区间内采用DPWM3方法，A相钳位在 P电平； 如此，DPWM2和DPWM3交替使用，使得P和N电平交替钳位在以A,B，C三个坐标轴为中 心的60°区域内，但A，B，C三相的P和N电平不连续区间均有120°的可调节作用范围； (4) 比较电压差，当delt_u(k-l)>Um，在两个电容电压不平衡时，此时UdOO-UdGOX)， 即上面电容电压（直流母线正极侧电容）大于下面电容电压，即直流母线负极侧电容时，增 大P型不连续区的宽度，以增大P型电压小矢量的作用时间，使流入n点电流增加；并等量 减小N型不连续区的宽度，来减少N型电压小矢量的作用时间，使流出n点电流减小；此时 应有'0 > 0,相应的六个扇区内，每个扇区内，P型区间均增大0:角度，而如此相应的N型扇区 减少0角度，使得P型矢量作用时间增加了；那么n点电压会逐渐升高，11。2逐渐变大，Uc;1逐 渐变小，直到两者平衡； (5) 比较电压差，delt_u(k_l) <_Um时，在两个电容电压不平衡时，上面电容电压小于下 面电容电压时，此时，0值应为负，六个扇区内，P型区间均减小必角度，N型区间均增大:0角 度。如此，减小P型不连续区宽度，使流入n点电流减小，增大N型不连续区宽度，使流出n 点电流增大，从而调节两个电容两侧的电压大小，直到两者平衡为止。
【文档编号】H02M7/487GK104410311SQ201410827314
【公开日】2015年3月11日 申请日期:2014年12月25日 优先权日:2014年12月25日
【发明者】罗晓飞, 石志学, 金传付, 陈可, 宋克俭 申请人:冶金自动化研究设计院