一种宽频双支路结构的射频整流电路的制作方法

本发明涉及无线能量传输领域，更具体地，涉及了一种宽频双支路结构的射频整流电路。

背景技术：

在无线传感网和智能领域，能量采集是解决能量来源问题的关键，传统的能量采集系统多数基于太阳能和风能等，该能量采集系统极大地受到地域和气候条件所限制，只能在特定的地区才能得以应用，约束了实际应用场景，使得难以推广。而射频能量采集指收集周围的电磁波并转化为可用的电能，以发达的无线电信为基础，微波能量有其可移动性、绿色免费，且不受昼夜环境影响等优势。在密集的电信基站的城市里，各处充斥着微波能量，收集环境中被浪费的微波能量并重新利用，以供各种低功耗设备工作。

但由于环境中电磁功率密度非常小，设计一种能工作在宽频段、高效率的射频整流电路是非常有挑战性的。传统的整流电路一般包含了阻抗匹配网络、谐波抑制电路、二极管整流、直流负载等。整流电路的结构较多，基本拓扑结构有二极管串联型、并联型、倍压型、倍流型、桥式整流电路等，而实现整流电路多/宽频特性和宽输入功率动态范围整流电路拓扑结构，有单支路和多支路。在无线能量采集的应用中，往往需要满足输入功率动态范围广、能量转换效率高、负载电压高的要求，现有的整流电路难以同时满足上述要求。

技术实现要素：

本发明为解决以上现有技术的难题，本发明结合多支路整流结构、倍压器结构、宽频段整流的特点，提出一种宽频双支路结构的射频整流电路，该整流电路有单频段支路和双频段支路，对三个频段的射频能量进行整流，实现对宽频的射频能量的收集，因此能够达到提高能量利用率的效果。

为实现以上发明目的，采用的技术方案是：

一种宽频双支路结构的射频整流电路，包括输入接头，分路器，还包括单频段支路和双频段支路；

其中所述单频段支路包括单频阻抗匹配网络、第一倍压整流支路和第一谐波抑制支路，其中单频阻抗匹配网络的输入端与分路器的输出端连接，单频阻抗匹配网络的输出端与第一倍压整流支路的输入端连接，第一倍压整流支路的输出端与第一谐波抑制支路的输入端连接；

所述双频段支路包括双频阻抗匹配网络、第二倍压整流支路和第二谐波抑制支路，其中双频阻抗匹配网络的输入端与分路器的另一输出端连接，双频阻抗匹配网络的输出端与第二倍压整流支路的输入端连接，第二倍压整流支路的输出端与第二谐波抑制支路的输入端连接；

上述方案中，射频整流电路通过输入接头与射频源建立连接，输入接头与分路器的输入端连接，单频段支路对一个频段的射频能量进行整流，双频段支路对两个频段的射频能量进行整流，分路器用于使输入端的射频能量分路至两个输出端。其中单频段支路和双频段支路内均分别设置有单频阻抗匹配网络、双频阻抗匹配网络，单频阻抗匹配网络、双频阻抗匹配网络用于进行阻抗匹配，将单频段支路的输入阻抗和双频段支路的输入阻抗都匹配至50欧姆，从分路器的输入端看，实现三频段的阻抗匹配，三个相近的频段能够实现宽频匹配效果。

所述单频阻抗匹配网络包括第一渐变传输线、第二渐变传输线、第一短路枝节、第三渐变传输线，其中第一渐变传输线的一端与分路器的输出端连接，第一渐变传输线的另一端与第二渐变传输线的一端连接，第二渐变传输线的另一端及第三渐变传输线的一端与第一短路枝节的一端连接，第一短路枝节的另一端接地，第三渐变传输线的另一端与第一倍压整流支路的输入端连接。其中分路器的输出端的微带线宽度与第一渐变传输线连接处的微带线宽度不相等。

所述双频阻抗匹配网络包括第四渐变传输线、第五渐变传输线、第二短路枝节、第六渐变传输线，其中第四渐变传输线的一端与分路器的另一输出端连接，第四渐变传输线的另一端与第五渐变传输线的一端连接，第五渐变传输线的另一端及第六渐变传输线的一端与第二短路枝节的一端连接，第二短路枝节的另一端接地，第六渐变传输线的另一端与第二倍压整流支路的输入端连接。其中分路器的另一输出端的微带线宽度与第四渐变传输线连接处的微带线宽度不相等。

优选地，宽频双支路结构的整流电路的另一种优选方案，单频阻抗匹配网络中，分路器的输出端的微带线宽度与渐变传输线连接处的微带线宽度相等；双频阻抗匹配网络中，分路器的另一输出端的微带线宽度与渐变传输线连接处的微带线宽度相等。

所述第一倍压整流支路包括电容c1、二极管d1、二极管d2，其中单频阻抗匹配网络的输出端通过电容c1与二极管d1的阳极连接，二极管d1的阴极与第一谐波抑制支路的输入端连接，二极管d2的阴极与二极管d1的阳极连接，二极管d2的阳极接地。

所述第二倍压整流支路包括电容c2、二极管d3、二极管d4，其中双频阻抗匹配网络的输出端通过电容c2与二极管d4的阴极连接，二极管d4的阳极与第二谐波抑制电路的输入端连接，二极管d3的阳极与二极管d4的阴极连接，二极管d3的阴极接地。

上述方案中，射频能量经分路器，分别进入两个整流支路进行整流，单频段整流支路、双频段整流支路均采用二倍压的整流结构，能实现两倍输出电压。单频段整流支路对射频能量进行整流后产生正电压，双频段整流支路对射频能量进行整流后产生负电压，差分电压输出跨接在直流负载上。

所述第一谐波抑制支路包括短路电容cf1，短路电容cf1的一端与第一倍压整流支路的输出端连接，短路电容cf1的另一端接地，负载电阻的一端与短路电容cf1连接。

所述第二谐波抑制支路包括短路电容cf2，短路电容cf2的一端与第二倍压整流支路的输出端连接，短路电容cf2的另一端接地；负载电阻的另一端与短路电容cf2连接。

优选地，所述输入接头为sma公母接头。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、两支路采用不同的匹配网络，分别对单频段和双频段实行匹配，实现宽频匹配效果，提高射频能量利用率；

2、阻抗匹配网络中的传输线采用了渐变结构，代替突变结构传输线，拓展整流带宽；

3、支路采用二倍压的整流结构，提高直流负载输出电压；

4、采用并联短路电容抑制谐波，缩小电路尺寸，提高集成度。

附图说明

图1为整流电路的结构示意图。

图2为图1的整流电路的等效示意图。

图3为整流电路的另一种优选方案的结构电路图。

图4为图3的整流电路的等效示意图。

图5为图1的整流电路的s11参数的曲线图。

图6为图1的整流电路的整流效率与输入功率的曲线图。

图7为图1的整流电路的整流效率与频率的曲线图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

以下结合附图和实施例对本发明做进一步的阐述。

实施例1

宽频双支路结构的射频整流电路的结构及其原理如图1、2所示，由特性阻抗为50欧姆的微带线作为信号输入端，经分路器至单频段支路和双频段支路，所述两条支路都包括阻抗匹配网络、倍压整流支路和谐波抑制支路。由于两个支路的匹配网络工作于不同的频段，因此射频能量经过输入端后，经分路器射频能量分路，单频段支路对特定单个频段进行整流，双频段支路对特定两个单频段进行整流。经过倍压整流后需要进行谐波抑制，以滤除输出电压中高次谐波成分。一个支路的倍压整流采用二倍压结构，直流负载产生两倍输出电压。

如图1、2所示，宽频双支路结构的射频整流电路，包括分路器1、单频段支路、双频段支路和直流负载电阻8，所述单频段支路包括单频阻抗匹配网络2、第一倍压整流支路4和第一谐波抑制支路6，所述双频段支路包括双频阻抗匹配网络3、第二倍压整流支路5和第二谐波抑制支路7。其中输入接头的输出端与分路器1的输入端连接，分路器1的输出端分别与单频阻抗匹配网络2和双频阻抗匹配网络3的输入端连接，单频阻抗匹配网络2的输出端与第一倍压整流支路4的输入端连接，第一倍压整流支路4的输出端与第一谐波抑制支路6的输入端连接；双频阻抗匹配网络3的输出端与第二倍压整流支路5的输入端连接，第二倍压整流支路5的输出端与第二谐波抑制支路7的输入端连接；单频段支路的第一谐波抑制支路6的输出端与双频段支路的第二谐波抑制支路7的输出端之间跨接直流负载电阻8。

在具体的实施过程中，如图1所示，所述单频阻抗匹配网络2包括第一渐变传输线21，第二渐变传输线22，第一短路枝节23和第三渐变传输线24；双频段阻抗匹配网络3包括第四渐变传输线31，第五渐变传输线32，第二短路枝节33和第六渐变传输线34。其中分路器1的输出端的微带线宽度与第一渐变传输线21连接处的微带线宽度不相等，分路器1的另一输出端的微带线宽度与第四渐变传输线31连接处的微带线宽度不相等。所述单频段的第一谐波抑制支路6包括短路电容cf1，短路电容cf1的一端与第一倍压整流支路4的输出端连接，短路电容cf1的另一端接地，负载电阻8的一端与短路电容cf1的一端连接。所述双频段的第二谐波抑制支路7包括短路电容cf2，短路电容cf2的一端与第二倍压整流支路5的输出端连接，短路电容cf2的另一端接地；负载电阻8的另一端与短路电容cf2的一端连接。

在具体的实施过程中，如图2所示，所述单频段的第一倍压整流支路4包括电容c1、二极管d1、二极管d2，其中单频阻抗匹配网络2的输出端通过电容c1与二极管d1的阳极连接，二极管d1的阴极与第一谐波抑制支路6的输入端连接，二极管d2的阴极与二极管d1的阳极连接，二极管d2的阳极接地。所述双频段的第二倍压整流支路5包括电容c2、二极管d3、二极管d4，其中双频阻抗匹配网络3的输出端通过电容c2与二极管d4的阴极连接，二极管d4的阳极与第二谐波抑制电路7的输入端连接，二极管d3的阳极与二极管d4的阴极连接，二极管d3的阴极接地。

在本实施例中，上述射频整流电路的单频段支路的工作频率为2.15ghz频段，双频段支路的工作频率为1.85ghz频段和2.45ghz频段。其中，1.85ghz频段为目前通用的gsm1800频段，2.15ghz频段为cdma2000频段，2.45ghz频段为常用的wifi频段。对上述射频整流电路的s11参数进行了测试，具体测试的结果如图5所示。由图5可知，整流电路在1.85ghz、2.2ghz和2.5ghz的回波损耗（s11）都达到局部最小，由于三个工作频段接近，且每个频段的工作带宽较宽，因而形成由三个频段组成的宽频效果，整流电路的能量输入实现最大化。对上述射频整流电路的整流效率进行了测试，具体测试的结果如图6、7所示。由图6可知，整流电路在1.86ghz的整流效率达62%，在2.26ghz的整流效率达56%，在2.43ghz的整流效率达50%。由图7可知，整流电路的工作频率从1.8ghz至2.55ghz的整流效率均超过30%。

实施例2

另一种优选方案的宽频双支路结构的射频整流电路的结构及其原理如图3、4所示，由特性阻抗为50欧姆的微带线作为信号输入端，经分路器至单频段支路和双频段支路，所述两条支路都包括阻抗匹配网络、倍压整流支路和谐波抑制支路。由于两个支路的匹配网络工作于不同的频段，因此射频能量经过输入端后，经分路器射频能量分路，单频段支路对特定单个频段进行整流，双频段支路对特定两个单频段进行整流。经过倍压整流后需要进行谐波抑制，以滤除输出电压中高次谐波成分。一个支路的倍压整流采用二倍压结构，直流负载产生两倍输出电压。

如图3、4所示，另一种优选方案的宽频双支路结构的射频整流电路，包括分路器1、单频段支路、双频段支路和直流负载电阻8，所述单频段支路包括单频阻抗匹配网络2、第一倍压整流支路4和第一谐波抑制支路6，所述双频段支路包括双频阻抗匹配网络3、第二倍压整流支路5和第二谐波抑制支路7。其中输入接头的输出端与分路器1的输入端连接，分路器1的输出端分别与单频阻抗匹配网络2和双频阻抗匹配网络3的输入端连接，单频阻抗匹配网络2的输出端与第一倍压整流支路4的输入端连接，第一倍压整流支路4的输出端与第一谐波抑制支路6的输入端连接；双频阻抗匹配网络3的输出端与第二倍压整流支路5的输入端连接，第二倍压整流支路5的输出端与第二谐波抑制支路7的输入端连接；单频段支路的第一谐波抑制支路6的输出端与双频段支路的第二谐波抑制支路7的输出端之间跨接直流负载电阻8。

在具体的实施过程中，如图3所示，所述单频阻抗匹配网络2包括第一渐变传输线21，第二渐变传输线22，第三渐变传输线23，第一短路枝节24和第四渐变传输线25；双频段阻抗匹配网络3包括第五渐变传输线31，第六渐变传输线32，第七渐变传输线33，第二短路枝节34和第八渐变传输线35。其中分路器1的输出端的微带线宽度与第一渐变传输线21连接处的微带线宽度相等，分路器1的另一输出端的微带线宽度与第五渐变传输线31连接处的微带线宽度相等。所述单频段的第一谐波抑制支路6包括短路电容cf1，短路电容cf1的一端与第一倍压整流支路4的输出端连接，短路电容cf1的另一端接地，负载电阻8的一端与短路电容cf1的一端连接。所述双频段的第二谐波抑制支路7包括短路电容cf2，短路电容cf2的一端与第二倍压整流支路5的输出端连接，短路电容cf2的另一端接地；负载电阻8的另一端与短路电容cf2的一端连接。

在具体的实施过程中，如图4所示，所述单频段的第一倍压整流支路4包括电容c1、二极管d1、二极管d2，其中单频阻抗匹配网络2的输出端通过电容c1与二极管d1的阳极连接，二极管d1的阴极与第一谐波抑制支路6的输入端连接，二极管d2的阴极与二极管d1的阳极连接，二极管d2的阳极接地。所述双频段的第二倍压整流支路5包括电容c2、二极管d3、二极管d4，其中双频阻抗匹配网络3的输出端通过电容c2与二极管d4的阴极连接，二极管d4的阳极与第二谐波抑制电路7的输入端连接，二极管d3的阳极与二极管d4的阴极连接，二极管d3的阴极接地。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。