一种任意有功工况下恒速率均压的模块化多电平变换装置的制作方法
本发明涉及电子电路领域，尤其涉及一种任意有功工况下恒速率均压的模块化多电平变换装置。
背景技术：
模块化多电平变换器(modularmultilevelconverter,mmc)自提出以来，因其良好的可拓展性，较低的器件开关频率，较高的输出波形质量等特点，在电压源换流站、柔性直流输电等高压应用场合和中低压配电网、电力拖动等中低压应用场合得到了广泛的应用。此外，模块化多电平变换器因为子模块的存在，还具有多种具备应用前景的衍生拓扑，如混合型模块化多电平变换拓扑等。
对于mmc，由于其包含众多的悬浮子电容，而输出波形的质量直接与悬浮子电容的电压水平相关，因此子模块电容均压问题属于mmc技术中的重要技术领域。现有的主流技术路径主要分为两大类：一是电容电压排序算法；二是子模块独立环路控制。前者主要用于高压场合下，而后者因为固定的开关频率特性、均压效果良好和实现简便等优点在中低压应用场合下得到广泛应用，并且在实际使用中一般结合pwm方法产生开关信号。
在众多pwm调制技术中，载波移相调制（phase-shiftedcarrierpwm,cps-pwm）由于在各载波对应的开关信号间具有高对称特性而在多电平变换拓扑中被广泛应用。现有的多数子模块独立环路控制策略均是基于cps-pwm调制。对于子模块独立环路控制，因为其结构的简单性，已存在的若干独立环路控制策略在原理上均具备较高的重复性。对于现有的独立环路控制方法，在正常工况下，mmc装置均有较好的稳态均压特性。然而，在系统有功功率较低的情况下，传统的子模块独立环路控制方法的均压动态特性将受到很大影响，如果此时出现较为明显的子模块电容偏差，均压控制环路将很难在短时间内使系统回到正常工作状态。这使得现有相关技术将在该工况下受到限制。
综上所述，现有采用子模块独立环路控制技术的模块化多电平变换装置在低有功工况下将存在子模块均压能力差、均压动态特性不佳的缺陷。
技术实现要素：
有鉴于此，针对以上技术问题，本发明提供了一种任意有功工况下恒速率均压的模块化多电平变换装置，具体包括以下：
直流侧电路，交流侧电路，模块化多电平变换装置的主电路，调理单元，霍尔单元和控制单元；直流侧电路和交流测电路均与主电路电性连接；主电路通过光纤与控制单元电性连接；控制单元与调理单元电性连接；霍尔单元和控制单元与调理单元电性连接；所述控制单元采用环路控制方法。
进一步地，主电路一共三相，每相包含两个桥臂，分别为上桥臂smpi和下桥臂smni；每个桥臂由n个半桥型子模块和一个桥臂电感l组成；i为半桥臂编号，i=1，2，3…,n。
进一步地，所述半桥型子模块具体包括：第一开关管、第二开关管、第一开关管和第二开关管分别对应的反并联二极管和悬浮电容。
进一步地，所述控制单元包括：
一个系统控制环节；
三个加法器，分别为第一加法器、第二加法器和第三加法器；
两个乘法器，分别为第一乘法器和第二乘法器；
一个比例控制器、一个限幅环节和一个归一化与调制环节。
进一步地，所述环路控制方法具体为：
s101：根据霍尔单元采集并经过调理电路滤波处理后输出的系统实际电气量，通过所述系统控制环节获得模块化多电平变换装置运行在当前工况所需的输出电压指令
s102：将系统控制环节的输出电压指令
式（1）中，“—”是对应控制目标半桥型子模块处于当前相的上桥臂的情形；“+”是对应控制目标半桥型子模块处于当前相的下桥臂的情形；
s103：通过第二加法器获取目标半桥型子模块的电容电压测量值vci与目标半桥型子模块所属桥臂的子模块平均电压
s104：将第二加法器的输出
s105：将限幅环节的输出通过第三加法器与常数1相加，得到第三加法器的输出信号；
s106：将第三加法器的输出信号与步骤s101中的控制信号vref通过第二乘法器相乘，得到控制单元的最终输出电压指令
s107：最终输出电压指令
s108：目标半桥型子模块根据步骤s106中的开关信号完成目标半桥型子模块的恒速率均压。
进一步地，所述限幅环节的限幅绝对值q小于等于0.05。
所述最终输出电压指令
本发明的有益效果是：实现对独立环路均压动态特性与有功传输的解耦，并大幅提升控制参数鲁棒性，解决了模块化多电平变换器运行于低有功工况下均压动态性能差的问题。
附图说明
图1是本发明一种任意有功工况下恒速率均压的模块化多电平变换装置结构图；
图2是本发明主电路的结构示意图；
图3是本发明半桥型子模块示意图；
图4是本发明环路控制方法的控制框图；
图5是本发明限幅环节输出指令与桥臂电流的关系曲线图；
图6是本发明在高有功功率工况（调制比m=0.8，阻性负载）下的均压动态波形；
图7是本发明在低有功功率工况（调制比m=0.4，阻性负载）下的均压动态波形；
图8是本发明在取较大独立均压控制参数（比例控制参数=0.3）时的均压动态波形；
图9是本发明在取较小独立均压控制参数（比例控制参数=0.05）时的均压动态波形。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地描述。
请参考图1，一种任意有功工况下恒速率均压的模块化多电平变换装置，包括以下：
直流侧电路，交流侧电路，模块化多电平变换装置的主电路，调理单元，霍尔单元和控制单元；直流侧电路和交流测电路均与主电路电性连接；主电路通过光纤与控制单元电性连接；控制单元与调理单元电性连接；霍尔单元和控制单元与调理单元电性连接；所述控制单元采用环路控制方法。
图1中各部分之间信号传递方向与箭头指向方向相同；各信号具体内容由由标号给出：直流侧电压和直流侧电流1，开关信号2，子模块电压和桥臂电流3，交流侧电压与交流侧电流4，采集的各类原始电气量5，经过调理后的模拟信号6。控制单元一般采用信号处理器（dsp）+现场可编程门阵列（fpga）控制架构，本发明实施例中，控制算法由dsp执行，脉冲生成和其他辅助功能由fpga执行。
主电路通过霍尔单元采集初始电压电流信息，霍尔单元输出端与调理单元连接；调理单元对霍尔单元采集到的初始电压电流信息进行滤波和简单运算处理后，输出至控制单元，控制单元基于调理单元的输出量执行环路控制算法后得到主电路中开关管的开关信号，并通过光纤传递至模块化多电平变换器主电路。
主电路可根据实际使用工况，包括逆变工况和整流工况，在交流输出端和直流端连接对应的有源或无源电路（即图1中的直流侧和交流测），包括负载；
请参考图2，图2是本发明主电路的结构示意图；
主电路一共三相，每相包含两个桥臂，分别为上桥臂smpi和下桥臂smni；每个桥臂由n个半桥型子模块和一个桥臂电感l组成；半桥型子模块和桥臂电感串联连接；i为半桥臂编号，i=1，2，3…,n。上下桥臂之间，通过两个桥臂电感串联连接；两个桥臂电感之间连接交流侧电路；直流侧电路与半桥型子模块电性连接；
请参考图3，图3是半桥型子模块的结构示意图；所述半桥型子模块具体包括：第一开关管、第二开关管、第一开关管和第二开关管分别对应的反并联二极管和悬浮电容。
第一开关管的集电极和第二开关管的发射极之间串联有悬浮电容；悬浮电容的正极与第一开关管的集电极电性连接；第一开关管和第二开关管的基极与控制单元电性连接；第一开关管的发射极和第二开关管的发射极连接至直流侧电路；
通过以上架构，本发明特殊设计了一种环路控制算法，实现对独立环路均压动态特性与有功传输的解耦；下面对环路控制算法概括如下：
（1）采集当前相的上桥臂所有子模块悬浮电容的实际电压，并根据实际电压计算得到当前桥臂的子模块平均电压；
（2）采集当前相的上桥臂的桥臂电流；
（3）对当前桥臂的某一子模块，根据其实际电压和所在桥臂的子模块平均电压获得子电容电压偏差值；
（4）将该子电容电压偏差值经过增益调节和桥臂电流解耦运算后获得附加控制指令；
（5）将此附加控制指令与系统控制环节的输出指令相加，作为该子模块的最终控制指令；
（6）将此控制指令送入载波移相调制单元，获得该子模块对应的开关脉冲信号；
（7）对该相该桥臂内的其他子模块重复步骤（3）~（6）；
（8）对该相内另一桥臂重复步骤（1）~（7）；
（9）对其他相重复步骤（1）~（8）。
请参考图4，图4是本发明提供的环路控制法的控制框图；
本发明提供了一种环路控制方法的实施例；
控制单元包括以下：
一个系统控制环节；此处的系统控制环节可兼容现有已存在的诸多相关技术手段，可根据实际情况灵活选择，所采用的技术手段具体种类并不影响后续步骤的进行。
三个加法器，分别为第一加法器、第二加法器和第三加法器；
两个乘法器，分别为第一乘法器和第二乘法器；
一个比例控制器、一个限幅环节和一个归一化与调制环节。
在说明该控制方法的具体实施步骤前，先说明包含的控制变量：
目标子模块的电容电压测量值vci；
目标子模块smi所属桥臂的子模块平均电压
模块所属桥臂的子模块平均电压
来自系统控制环节的输出电压指令vac*；本发明所提出的环路控制算法是基于这个系统控制环节进行的，这个系统控制环节是装置的全局控制，是所有变换装置都必须具备的，此处不管采用什么已有的方案都不会影响到本发明中环路控制算法的执行。也就是本发明中的环路控制算法只是用到了系统控制环节的输出量vac*,所以把这一必需部分包含在了控制单元内，但vac*具体是怎么得到的，控制算法并不关心，也并不是本发明的重点；
直流侧母线电压测量值e；
来自系统控制的输出电压指令vac*与来自上直流侧母线电压测量值e的和vrel；
限幅环节的限幅绝对值q；
控制环路最后的输出电压指令
针对于该实施例的环路控制方法具体为：
s101：根据霍尔单元采集并经过调理电路滤波处理后输出的系统实际电气量，通过所述系统控制环节获得模块化多电平变换装置运行在当前工况所需的输出电压指令
s102：将系统控制环节的输出电压指令
式（1）中，“—”是对应控制目标半桥型子模块处于当前相的上桥臂的情形；“+”是对应控制目标半桥型子模块处于当前相的下桥臂的情形；
s103：通过第二加法器获取目标半桥型子模块的电容电压测量值vci与目标半桥型子模块所属桥臂的子模块平均电压
s104：将第二加法器的输出
s105：将限幅环节的输出通过第三加法器与常数1相加，得到第三加法器的输出信号；
s106：将第三加法器的输出信号与步骤s101中的控制信号vref通过第二乘法器相乘，得到控制单元的最终输出电压指令
s107：最终输出电压指令
s108：目标半桥型子模块根据步骤s106中的开关信号完成目标半桥型子模块的恒速率均压。
对于其他的子模块，重复步骤s101~s108，直至模块化多电平变换装置的所有子模块达到期望的平衡状态。
当均压过程结束，系统运行达到稳态时，上述步骤仍可继续重复，不会影响整个装置的正常运行。此外，对于本发明提出的控制方法，限幅环节的限幅绝对值q一般不超过0.05；
在已有的独立环路控制方案中，限幅环节通常存在，并不是必须的，这是因为现有控制方案中控制器的输出随着电容电压不平衡的消除逐渐趋近于零，其只在电压偏差大的场合起作用，用于避免过大的输出造成过调制，从而影响系统的正常工作。而在本发明提供的控制结构中，限幅环节是必须的，这是因为在当桥臂电流趋近于零时，不管电容电压此时是否平衡，控制器都会输出一个趋近于无穷的控制量，因此需要限幅环节进行限制。
为了方便理解限幅环节的必要性，请参考图5，图5是限幅环节的输出与桥臂电流的数量关系示意图；
图5上部分曲线所示为限幅环节的理论输出值（虚线）和限幅环节的实际输出（实线）；下部分曲线为桥臂电流波形。当桥臂电流趋近于零时，其倒数的绝对值将趋近于无穷大，如虚线所示，理论输出值将会趋近于正无穷大或负无穷大。但因为限幅环节的存在，当理论输出值的绝对值大于限幅环节的设定限幅值时，将会使得实际输出饱和。图中区域1代表限幅环节的饱和输出区，区域2代表限幅环节的非饱和输出区。
请参考图6，是本发明在高有功功率工况（m=0.8，阻性交流负载）下的均压波形。当控制参数一定时，本发明在高有功功率工况下能够快速地对子模块电容电压平衡控制。
请参考图7，是本发明在低有功功率工况下（m=0.4，阻性交流负载）下的均压波形。当控制参数一定时，本发明在低有功功率工况下亦能够快速地对子模块电容电压平衡控制，且相比高有功功率工况下的情形，均压过程所需时间仅仅有极小幅的增加，可以近似认为动态特性保持不变。
请参考图8-图9，图8、图9分别是本发明在取较大独立环路控制参数（比例控制参数=0.3）和较小独立环路控制参数（比例控制参数=0.1）时的均压动态波形。相较已有独立均压技术路线，本发明具备较好的环路控制参数鲁棒性，这将简化本装置在实际工程应用中的控制参数整定过程。
本发明的有益效果是：实现对独立环路均压动态特性与有功传输的解耦，并大幅提升控制参数鲁棒性，解决了模块化多电平变换器运行于低有功工况下均压动态性能差的问题。
以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
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