一种反激变换器的制作方法

1.本发明涉及开关电源领域，特别涉及反激变换器。


背景技术：

2.随着现代电子设备向着小型化、绿色化和轻便化发展，人们对电子设备中所必需的开关电源体积有了更高的要求，对高效率、高功率密度开关电源的研究也越来越迫切。因为器件少，容易设计等优点，反激拓扑被业内普遍使用。由于反激变换器在dcm——电流断续模式在大功率条件下有效值电流过大，损耗过大等原因，为提高产品能量转换效率，降低器件发热，大功率反激开关电源常设计在ccm
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电流连续工作模式。
3.同时由于输出功率的增大，加大了输出电流，增大了整流管的导通损耗，经常使用mos管进行同步整流方案设计，作为优化大功率反激变换器输出整流方式的方案，图1示出的即为采用同步整流方案的反激变换器的电路图，包括主功率变压器t1、主功率开关管q1、输入滤波电容c1、同步整流管q2和输出滤波电容c2；主功率变压器t1原边绕组的一端同时连接输入滤波电容c1的一端和输入电压vin的正端，主功率变压器t1原边绕组的另一端连接主功率开关管q1的漏极，主功率开关管q1的源极同时连接输出滤波电容c2的另一端和原边地端gnd_p；主功率变压器t1副边绕组的一端同时连接输出滤波电容c2的一端和输出电压vo的正端，输出滤波电容c2的另一端同时连接副边地端gnd_s和同步整流管q2的源极，同步整流管q2的漏极连接主功率变压器t1副边绕组的另一端；主功率变压器t1原边绕组的一端和主功率变压器t1副边绕组的另一端互为同名端；二极管d1为同步整流管q2的体二极管。
4.上述图1所示电路的主功率开关管q1和同步整流管q2为了避免同时导通，采用的是准互补的控制逻辑，即在同步整流管q2驱动电压与原边主功率开关管q1驱动电压存在死区，在死区时间内同步整流mos体二极管d1继续保持整流续流的状态，故在下一个周期原边主功率开关管q1导通过程，需进行同步整流管q2的反向恢复，具体地，是对同步整流管q2中的体二极管d1进行反向恢复。
5.当进行大功率反激开关电源设计时，考虑到效率优化，大多数工作在深度连续模式的状态，则变压器副边续流结束时，变压器上仍保持有较大电流，又由于mos管的体二极管d1反向恢复电荷量较大，反向恢复电流较大，同时造成了原边主功率开关管q1开通交叠损耗大，以及副边同步整流管q2电压应力尖峰大的问题，进而影响大功率反激开关电源设计的可靠性。
6.需要说的是，上述公开于背景技术部分的信息仅仅旨在加深对本发明的总体背景技术的理解，而不应当被视为承认或以任何形式暗示该信息构成已为本领域技术人员所公知的现有技术。


技术实现要素：

7.有鉴如此，本发明要解决的技术问题是提出一种反激变换器，有效降低工作在深
度连续模式下的反激变换器副边同步整流管的反向恢复电流，减小同步整流管反向恢复过程带来的损耗及电压应力尖峰，提高大功率反激开关电源的可靠性。
8.为实现上述目的，本发明提出了以下技术方案：
9.一种反激变换器，包括原边电路、变压器t1和副边电路；所述的原边电路至少包括所述的变压器t1的原边绕组和主功率开关管s1；所述的副边电路至少包括所述的变压器t1的副边绕组和同步整流管q2；所述的主功率开关管s1和所述的同步整流管q2采用准互补的驱动控制逻辑；其特征在于：
10.还包括变压器控制电路，用于在所述的同步整流管q1驱动关断后，且所述的主功率开关管s1开通前的一个设定的时间区间内，控制所述的原边主功率开关管s1与所述的副边电路中的电流均为0，使得所述的同步整流管q2的续流在所述的原边开关管q1导通、变压器t1的原边绕组开始激磁之前结束。
11.作为变压器控制电路的第一种具体的实施方式，其特征在于，包括：所述的原边绕组、二极管d2和mos管q3，所述的二极管d2的阴极连接所述的原边绕组一端和输入电压vin正端的连接点，所述的二极管d2的阳极连接所述的mos管q3的源极，所述的mos管q3的漏极连接所述的原边绕组另一端和所述的主功率开关管q1漏极的连接点。
12.作为变压器控制电路的第二种具体的实施方式，其特征在于，包括：所述的原边绕组、二极管d2和mos管q3，所述的mos管q3的源极连接所述的原边绕组一端和输入电压vin正端的连接点，所述的mos管q3的漏极连接所述的二极管d2的阴极，所述的二极管d2的阳极连接所述的原边绕组另一端和所述的主功率开关管q1漏极的连接点。
13.作为变压器控制电路的第三种具体的实施方式，其特征在于，包括：第三绕组、二极管d2和mos管q3，第三绕组、二极管d2和mos管q3连接关系为串联，即其中一部件的电流输出端连接另一部件的电流输入端。
14.进一步地，针对变压器控制电路的第三种具体的实施方式，其特征在于：所述的二极管d2的阴极连接所述的第三绕组一端，所述的二极管d2的阳极同时连接所述的mos管q3的源极和所述的原边地端gnd_p，所述的mos管q3的漏极连接所述的第三绕组另一端。
15.进一步地，针对变压器控制电路的第三种具体的实施方式，其特征在于：所述的mos管q3的源极同时连接所述的第三绕组一端和所述的原边地端gnd_p，所述的mos管q3的漏极连接所述的二极管d2的阴极，所述的二极管d2的阳极连接所述的第三绕组另一端。
16.优选地，所述的二极管d2为大功率肖特基二极管。
17.进一步地，所述的主开关管q1的驱动gs1、同步整流管q2的驱动gs2和mos管q3的驱动gs3满足：所述的驱动gs1的下降沿与所述的驱动gs2的上升沿之间存在死区，所述的驱动gs2的下降沿与所述的驱动上升沿gs3之间存在死区，所述的驱动gs3的下降沿不早于所述的驱动gs1的上升沿。本发明的工作原理将结合具体的实施例进行详细分析，与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
18.1、本发明当设计的同步整流反激变换器工作在深度电流连续工作模式时，变压器电流处于连续工作模式，通过增加变压器控制电路，使得同步整流管q2的续流在原边开关管q1导通、变压器t1的原边绕组开始激磁之前结束，有效降低了深度电流连续模式下反激变换器副边同步整流管q2的反向恢复电流，降低了同步整流管q2反向恢复过程带来的损耗及电压应力尖峰，提高了开关电源产品的可靠性。
19.2、本发明通过降低同步整流反激变换器副边同步整流管q2的反向恢复电流，提高了副边同步整流管q2选型设计的灵活性。
20.3、本发明增加的变压器控制电路和该电路的控制都非常简单、易于实施。
附图说明
21.图1为现有的采用同步整流方案的反激变换器的电路图；
22.图2为本发明第一实施例原理图；
23.图3为本发明第一实施例功率级电压电流时序逻辑图；
24.图4为本发明第二实施例原理图。
具体实施方式
25.下面结合给出本发明实施例中的附图，更清楚、完整地说明本发明的技术方案。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
26.第一实施例
27.图2是本发明第一实施例的原理图，与图1不同之处在于，还包括：变压器t1的原边绕组、二极管d2和mos管q3构成的变压器控制电路，二极管d2的阴极连接主功率变压器t1原边绕组一端和输入电压vin正端的连接点，二极管d2的阳极连接mos管q3的源极，mos管q3的漏极连接主功率变压器t1原边绕组另一端和主功率开关管q1漏极的连接点。
28.优选地，二极管d2为反向恢复损耗小的大功率肖特基二极管；开关mos管q3可以为常用的nmos管。
29.图3为本发明第一实施例功率级电压电流时序逻辑图，图3中各附图标记的含义如下：
30.gs1、gs2、gs3：分别为主功率开关管q1的驱动信号、同步整流管q2的驱动信号、mos管q3的驱动信号；
31.vds_q1、vds_q2、vds_q3、vd_d2(虚线)：分别为主功率开关管q1的漏源极两端电压、同步整流管q2的漏源极两端电压、mos管q3的漏源极两端电压、二极管d2两端电压；
32.vt_p：变压器t1原边绕组两端电压；
33.iq1、iq2、iq3(虚线)：分别为主功率开关管q1的漏源极流过电流、同步整流管q2的漏源极流过电流、mos管q3的漏源极流过电流。
34.下面结合图3对该第一实施例的具体工作过程分析如下
35.1)、t1时间内，由于驱动信号gs1为正，主功率开关管q1导通，同时驱动信号gs3为0，mos管q3关断；工作过程与常规反激变换器ccm工作模式下工作过程一致，主功率开关管q1导通，变压器t1原边绕组两端电压vt_p为vin，主功率开关管q1流过电流iq1由vin及变压器t1原边感量lp控制线性上升，同步整流管q2两端电压vds_q2为vin/n+vo，vin为反激变换器的输入电压、vo为反激变换器的输出电压、n为变压器t1原边绕组和副边绕组的匝比；此阶段变压器控制电路截止，二极管d2两端电压vd_d2为vin、mos管q3两端电压vds_q3近似为0。
36.2)、t2时间内，由于驱动信号gs1下降沿与gs2上升沿存在死区，同步整流管q2的体二极管d1提前导通，副边开始续流整流；当驱动信号gs2翻转为正，同步整流管q2导通，降低
了导通损耗。工作过程与常规反激变换器ccm工作模式下工作过程一致，主功率开关管q1截止，q1漏源极两端电压vds_q1为vin+nvo，变压器t1原边t1p两端电压vt_p为
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nvo，同步整流管q2导通，同步整流管q2流过电流iq2由vo及变压器t1副边感量ls控制线性下降；此阶段变压器控制电路截止，二极管d2两端电压vd_d2为0、开关mos管q3两端电压vds_q3近似为nvo。
37.3)、t3时间内，由于驱动信号gs2下降沿与gs3上升沿存在死区，gs2变为0后同步整流管q2关断，q2的体二极管d1重新导通；当驱动信号gs3翻转为正，mos管q3导通，变压器t1原边绕组被变压器控制电路短路，变压器原边绕组、副边绕组两端电压vt_p、vt_s均降为0；此时主功率开关管q1截止，流过q1电流iq1为0，q1两端电压vds_q1为vin；变压器t1原边绕组两端电压vt_p为0，变压器电流近似不变，流过开关mos管q3与二极管d2的电流iq3维持为变压器t1原边梯形波电流iq1的最小值；同步整流管q2截止，q2电流iq2降为0，q2两端电压vds_q2为vo，由于q2两端截止电压下降了vin/n，反向恢复电荷量下降，反向恢复电流下降，对应降低了反向恢复过程副边q2截止时的电压尖峰，同时降低了主开关管q1导通时的交叠损耗，实现了功率级优化。
38.4)、下一个t1时间，由于驱动信号gs1为正，主开关管q1导通；gs3驱动信号延迟到gs1翻转为正后下降为0，开关mos管q3关断；后续工作过程与上述一致。
39.需要说明的是，定义二极管d2的阳极、mos管q3的漏极、变压器t1原边绕组的一端为各自的电流输入端，二极管d2的阴极、mos管q3的源极、变压器t1原边绕组的另一端为各自的电流输出端；本实施例中的二极管d2、mos管q3与变压器t1原边绕组的连接关系满足其中一部件的电流输出端连接另一部件的电流输入端即可，三者位置可互换。
40.第二实施例
41.图2为本发明第二实施例原理图，与第一实施例不同之处在于，变压器控制电路包括：第三绕组、二极管d2和mos管o3，二极管d2的阴极连接第三绕组一端，二极管d2的阳极同时连接mos管q3的源极和原边地端gnd_p，mos管q3的漏极连接第三绕组另一端。
42.本实施例同样优选二极管d2为反向恢复损耗小的大功率肖特基二极管；开关mos管q3可以为常用的nmos管。
43.本实施例的功率级电压电流时序逻辑图与第一实施例相同，工作过程与第一实施例差异点为：当驱动信号gs3翻转为正，mos管q3导通，此时变压器电流在第三绕组中流过，变压器原边绕组与变压器副边绕组电流也均为0，同样能实现发明目的。
44.其他工作原理与第一实施例基本一致，在此不加赘述。
45.同样地，本实施例中的二极管d2、mos管q3与变压器t1原边绕组的连接关系满足其中一部件的电流输出端连接另一部件的电流输入端即可，三者位置可互换。
46.以上仅是本发明优选的实施方式，本发明所属领域的技术人员还可以对上述具体实施方式进行变更和修改。因此，本发明并不局限于上面揭示和描述的具体控制方式，对本发明的一些修改和变更也应当落入本发明的权利要求的保护范围内。此外，尽管本说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语只是为了方便说明，并不对本发明构成任何限制。