降压型直流－直流调节器的制作方法

专利名称：降压型直流－直流调节器的制作方法
一般地说，本发明涉及诸如笔记本计算机之类手提式电子设备的电源电路用的降压型直流-直流(DC-DC)调节器，具体地说，涉及一种降压型DC-DC调节器，利用实质上与集成的线性调节器一样的电路尺度确保其高的转换效率。
手提式电子设备，如笔记本计算机通常装有电池，作为设备电源。这种电池的典型的缺点在于，伴随放电过程，因将电能供给负载，致其电压逐渐降低。于是，提供本直流-直流调节器，旨在使这种电池的电压保持在一定的水平，从而得到适合于所述电子设备内部的恒定电压。
当把这种DC-DC调节器用于稳定电子设备中电源电压目的时，对于电子设备所装电池的电压以及由比如AC适配器供给的外加电压与该电子设备主体内部所用电压之间的关系有两种系统可予考虑。一种系统中，电池向设备提供的电压高于设备所用的电压，再由一个DC-DC调节器逐次降至该电子设备内部所用的电压。这类DC-DC调节器被称为降压型的。另一种系统中，电池供给设备的电压低于设备中所用的电压，再由一个DC-DC调节器使其回升至该电子设备内部所用的电压。究竟所述电子设备应采用降压型DC-DC调节器，亦或是升压型DC-DC调节器，与设备的电能消耗、电池的工作时间、设备的大小、设备的重量等有关。在比如笔记本计算机之类的典型手提式电子设备情况下，通常采用降压型DC-DC调节器，因为电池的电压高于设备所需的电压。在这种情况下，由于设备内部使用一些不同等级的电压，因而需要提供多个DC-DC调节器，对应于若干种电压。由于所述设备是以电池来工作的这一事实，所以就要求所述DC-DC调节器有尽可能高的效率。开关调节器被公认为是高效的DC-DC调节器。不便的是，采用开关调节器可能导致需要如扼流圈之类的大尺寸电路部件，这将导致电路尺寸以及制作成本的增大。为此，较少采用开关调节器作为这种输出电流极小的手提电子设备所用的DC-DC调节器，而通常采用简单的线性调节器(电压调节器或三端调节器)作为小容量降压型DC-DC调节器。特别是将这种线性调节器集成到一个单独的集成电路片上，并降低价格。虽然这种线性调节器对于小的电压输出来说效率较差，但除能减小它在整个设备中所占的尺寸比例外，还能够得到小的整体尺寸，从而完全补足效率的低下。
当然，尽管这种线性调节器被用在较小的输出电压范围内，其效率还是较差的。例如，若要从16V的输入得到3.0V的输出，则这种线性调节器的效率最终为20％，因为所述效率等于所述电压之比，这样其余80％属于能量损失。为此，在对比如笔记本计算机之类电子设备内某些等级的电压使用相应数目的线性调节器的情况下，总起来说是将使能量损失增大，由此，将使以设备使用时间为基础的电池电压在很大的范围受到限制。
因此，本发明的目的在于提供一种降压型DC-DC调节器，确保电路尺度等同于线性调节器，并确保可与开关调节器相比的高效率。
按照本发明提供的降压型DC-DC调节器，当其降压输出时，作为其输出，提供比源于电源的输入电源电压低的特定电压，所述调节器包括配置于电源输入侧的第一电容器；配置于电源输出侧的第二电容器；用于反复实行转换连接的开关电路，这当中它将第一电容器与电源相连，以便在输入电源电压下给第一电容器充电，充电后再断开第一电容器与电源的连接，但同时使第一电容器与第二电容器相连，而将所储存的电荷转移到第二电容器；还包括控制电路，用以控制第二电容器的输出电压，并对所述开关电路提供控制，使所述输出电压保持在特定的水平。
本发明的降压型DC-DC调节器是所谓基于转换电容器的降压型DC-DC调节器，是以通过交替转换输入侧第一电容器及输出侧第二电容器的连接，将电荷从输入侧转移到输出侧，并通过控制电荷转移的转换时间，而使输出电压保持于特定水平，与其输出电流的变化无关。在这种本发明之基于转换电容器的降压型DC-DC调节器中，以电荷转移的转换时间代替为降低电压所用的电阻范围，因而不会引起可归因于电阻的能量损失，并实现明显的高效率。另外，也不需要大尺寸的电路部件，比如开关调节器中所需的扼流圈，从而通过集成化而等同于线性调节器，导致较小的电路结构，并达到小型化和降低成本的目的。
降压型DC-DC调节器的控制电路包括振荡电路，作为它的输出，用于对开关电路提供开关控制信号；差值检测电路，用于检测第二电容器处的输出电压与参考电压之间的差值电压，在得到差值电压的整个期间内，差值检测电路启动所述振荡电路，转换地控制所述开关电路，当差值电压结果为零时，差值检测电路中止振荡电路的动作，使开关电路的转换控制停止。振荡电路是一个压控振荡器，其振荡频率的变化响应于输入电压，其中将关于第一电容器的电源侧输入电源电压加到此压控振荡器上，以产生响应输入电源电压而变化的振荡频率，从而控制开关电路的转换速率。具体地说，所述压控振荡器按与输入电源电压降成比例的方式线性地增加于它的振荡频率，以将在第二电容器处输出的电压保持在一个预定的参考电压的水平。于是，与随着使用时间的流逝所装电池电压的逐渐降低无关，可使输出电压保持在一个参考电压的水平上，而不受电池电压下降的影响。
将一稳压电路布置在紧接于第二电容器之后，用以消除可能由于开关电路的转换控制而引起的输出电压的变化。所述稳压电路最好可为一个线性调节器。在本发明的基于切换电容器的降压型DC-DC调节器中，在利用所述开关电路使电荷从第一电容器到第二电容器的转换时，输入电压瞬时地出现在第二电容器一侧。因此，利用此线性调节器使电压的变化被消除，可得到稳定的输出电压。所述开关电路包括第一开关，用于形成或者断开第一电容器与电源输入侧之间的连接，还包括第二开关，用于形成或者断开第一电容器与第二电容器之间的连接。在这种情况下，所述控制电路重复交替转换动作，以接通第一开关但同时断开第二开关，然后又断开第一开关，但同时接通第二开关。第一及第二开关最好为N-沟道和P-沟道FET，将其中之一接通到控制电压的公共输入端，而将其中的另一个与同一端断开。
从以下参照各附图的详细描述可使本发明的上述以及其它目的、特点和优点变得愈加清晰。其中

图1是表示本发明一个具体实施例的电路方框图；图2是图1压控振荡器的输入电压与振荡频率特性曲线图；图3是表示图1实施例的等效电路图；图4是表示图1被转换的电容器的等效电路图；图5是表示包括可变电阻器替代图4之被转换的电容器的等效电路图；图6A至6D是图1转换控制的时间特性曲线；图7是表示本发明另一个具体实施例的电路方框图。
图1是表示按照本发明所形成的一个降压型DC-DC调节器的电路方框图。一般地说，以10表示的本发明降压型DC-DC调节器具有与比如电池12相连的功率输入端11和与笔记本计算机内电路负载14相连的电源输出端15。代替电池12，可将一个AC适配器连到功率输入端11。在如所示那样与电池12相连的情况下，功率输入端11处的输入电压V1将成为比如7.5V。在把AC适配器接于功率输入端11的情况下，输入电压V1将成为比如17.6V。由于通过电路负载14的输出电流取比如10mA，所以电源输出端15处的输出电压VOUT为比如5V。于是，在这样的情况下，负载的功率消耗将为50mW。降压型DC-DC调节器10包括第一电容器18和第二电容器22。第一电容器18通过P-沟道FET16连到功率输入端11。将一N-沟道FET20插在第一电容器18与第二电容器22之间。P-沟道FET16起第一开关的作用，而N-沟道FET20起第二开关的作用。驱动电路26既对P-沟道FET16又对N-沟道FET20发出开关控制信号。比较器28和压控振荡器(VCO)24与驱动电路26一起构成控制电路，用以转换控制FET16和20。比较器28起差值检测电路的作用。具体地说，将第二电容器22处的输出电压V2加给比较器28的负输入端，而通过参考电压源30将一预定的参考电压Vref加给比较器28的正输入端。当第二电容器22处的输出电压V2降到参考电压Vref以下时，比较器28产生一个高电平输出，以启动压控振荡器24。反之，当第二电容器22处的输出电压V2超过参考电压Vref时，比较器28产生一个低电平输出，以中止压控振荡器24的动作。本实施例中的压控振荡器24用于根据输入从功率输入端11供给的电压V1改变振荡频率f。
图2是表示压控振荡器24振荡频率f与输入电压V1特性的曲线，其中与输入电压V1的减小成比例，振荡频率f在比如100kHz到200kHz的范围内线性地增加。
再参照图1，压控振荡器24的振荡输出被送给驱动电路26，在那里，将该输出变换成FET16和20的栅极控制用的开关控制信号。作为驱动电路26的输出，它给出低电平和高电平各占50％的开关控制信号，这决定于压控振荡器24的振荡频率。当驱动电路26的开关控制信号为低电平时，P-沟道FET16被导通，而同时N-沟道FET20截止。当驱动电路26的开关控制信号升至高电平时，P-沟道FET16截止，而同时N-沟道FET20被导通。具体地说，由于振荡周期T与压控振荡器24的振荡频率f有关，FET16持续导通0.5T，也即半个振荡周期，使得第一电容器18与功率输入端11相连，以便在输入电压V1下充电。保持持续0.5T，随着FET20的导通，FET16变得截止，使第一电容器18中所储存的电荷被转移至第二电容器22，使其充电。继而在第一电容器18于输入电压V1下被充电的第一个半周期0.5T与第一电容器18中所储存的电荷被转移至第二电容器22所余下的第二个半周期0.5T之间进行重复。第二电容器22接下去是线性调节器32。线性调节器32为一公知的电路，也被称作三端调节器或电压调节器，用于输入第二电容器22处的电压V2，它高于输出电压Vout，并且作为它的输出，由于因电阻部件所致电压降低而固定地给出比如5V的Vout。正像从以下的叙述所能清楚的，线性调节器32消除了第二电容器22处的电压V2改变的可能性，而这将由通过FET16和20的转换工作的电荷转移来引起。
图3是表示图1降压型DC-DC调节器10之工作原理的等效电路图。图3中的转换开关36等效地代表由图1的比较器28、压控振荡器24及驱动电路26构成的控制电路所转换控制的FET16和20。当把此转换开关36转接至转换端38，从而朝向功率输入端11-1时，要被储存于在输入电压V1下的第一电容器18中的电荷Q被表示为Q＝C1V1 (1)其中第一电容器的电容为C1。
当把转换开关36转接至与第二电容器22相关的转换端40时，由第一电容器18的电容C1所储存的电荷Q被转移至第二电容器22。这期间电荷的总量Q不变。令C2为第二电容器22的电容，则可得下面的表示式Q＝(C1+C2)V2 (2)于是，可给出输出端15-1和15-2之间的输出电压V2为C1V1＝(C1+C2)V2 (3)V2＝{C1/(C1+C2)}V1(4)表示式(4)表明，通过利用连到输入端之第一电容器18的电容C1与连到输出端的第二电容器22的电容C2之间电容的差，可将输入电压V1转换成所需的特定输出电压V2。在实际电路中，要想精确地设定第一电容器18的电容C1与第二电容器22的电容C2之比是困难的。在有如图1所描述之降压型DC-DC调节器10的情况下，不利的是不能恒定地固定输入电压V1。在图3的等效电路中，通过连续地将电荷转移到第二电容器22，重复的转换开关36空载转换动作将造成输出电压V2的逐渐增加，最后可能使输出电压V2达到输入电压V1的水平。由于这个缘故，如图1所示，在借助比较器28、压控振荡器24以及驱动电路26构成的控制电路实现转换开关36的功能的同时，所控制的是FET16和20的转换动作，从而使第二电容器22处的输出电压V2保持在一个固定的电压。
图4表示实现图3等效电路之被转换的电容器电路部分的等效电路。
如果以频率f，也就是周期T(＝1/f)，按开关方式控制转换开关36，下面的表示式将表示当把转换开关36转接到转换端38时电容为C1的第一电容器18中所储存的电荷Q1，Q1＝C1V1。
(5)下面是表示当把转换开关36转接到转换端40时，拟被存于第一电容器中的电荷Q2的表示式，Q2＝C1V2。
(6)下面的表示式给出在周期T内拟由转换端38转移到转换端40的电荷Q，Q＝Q1-Q2＝C1V1-C1V2＝C1(V1-V2)。
(7)从转换端38到转换端40流过的平均电流I被给出为I＝Q/T＝C1(V1-V2)/T。(8)按照电阻等效电路的表示，可由图5所示的可变电阻器42代替表示式(8)。令R1为该可变电阻器42的电阻值，利用输入电压V1和平均电流I可得下式R1＝(V1-V2)/I＝(V1-V2)/{C1(V1-V2)/T}＝T/C1＝1/C1·f。
(9)在图5的用电阻代替图4中被转换的电容器的等效电路中，这样的布置使得输入电压V1被负载及与之串联的可变电阻器42的电阻值R1分压。因而对于那些熟悉本领域的人将能明白的是，通过响应于负载电流改变串联电阻值R1，能够实现就像线性调节器一样的电路方便条件。还看出可变电阻器42的电阻值R1受转换开关36的转换速度(转换周期)的控制。于是，如果转换开关36的转换速度(转换周期)被响应于负载电流而受到控制，则将实现稳压控制，其中借助类似于线性调节器中那样使输入电压降低使输出电压保持恒定。
按照本发明降压型DC-DC调节器的被转换的电容器之方便条件，利用可由第一电容器18的转换开关36控制之连接转换时间代替图5的线性调节器中可变电容器42的功能，然后消除可归因于电阻的发生功率损失的可能性，从而实现效率显著的DC-DC转换。这种如图1所示的电路结构被有效地采用，它建立在采用上面陈述的本发明被转换的电容器的降压型DC-DC调节器原理的基础上。
图6A至6D是表示图1降压型DC-DC调节器10各部分工作信号波形的时间特性曲线。
首先，设定比较器28的参考电压源30呈现一个参考电压Vref，它略高于线性调节器32处的输出电压Vout。现在假设由电池12得到的输入电压V1被固定，并且第二电容器22处的输出电压V2低于所述比较器28的参考电压Vref。
于是，比较器28产生一个高电平输出，使压控振荡器24被启动。响应这时的输入电压V1，压控振荡器24根据图2的特性曲线在预定的振荡频率下进行振荡动作，作为它的输出，对驱动电路26给出振荡脉冲。驱动电路26以与压控振荡器24发出之振荡脉冲同步的方式输出如图6A所示的开关控制信号。这个开关控制信号是一个低电平和高电平各占50％的脉冲串，其周期为T＝1/f，f是压控振荡器24的振荡频率f。
图6B和6C表示此时由P-沟道FET16和N-沟道FET20执行的通/断动作。具体地说，当驱动电路26的开关控制信号处于低电平时，P-沟道FET16如图6B所示那样被导通，而N-沟道FET20如图6C所示那样变成截止，使得第一电容器18在当时的输出电压V1下通过FET16被充电。继而，当驱动电路26的开关控制信号升至高电平时，P-沟道FET16转为截止，而N-沟道FET20变为导通，使第一电容器18中储存的电荷转移到第二电容器22。于是，使得至此已降至低于参考电压Vref的输出电压V2由于通过被转换的电容器的动作从第一电容器18向第二电容器22的电荷转移而被升高。一旦该输出电压V2超过参考电压Vref，使得比较器28的输出为低电平，以致中止压控振荡器24的振荡动作，从而截止P-沟道FET16而导通N-沟道FET20。在这样的转换动作中止期间，负载电流流入电路负载14，使得第二电容器22处的输出电压V2再次降到参考电压Vref以下，随后使得比较器28的输出为高电平，为了恢复输出电压V2而通过被转换的电容器动作重新恢复压控振荡器24的振荡动作。
按照由FET16和20根据压控振荡器24的振荡脉冲而转换控制的被转换的电容器动作，使第一电容器18经历如图6D所示的电压变化，其中当P-沟道FET16被导通时，它被充电至输入电压V1的水平，此后随着N-沟道FET20的导通，它被放电至比较器28处参考电压Vref的水平。因此，N-沟道FET20被导通瞬时的电压实质上等于输入电压V1的水平，而此后通过从第一电容器18向第二电容器22的放电而降至参考电压Vref的水平。为此，如果第二电容器22处的输出电压V2原封不动地输出给电路负载14，则输入电压V1可瞬态地出现在输出侧。为了避免输入电压V1瞬态出现在这样的被转换的电容器中输出侧，使第二电容器22后面跟有线性调节器32，以防止由于输入电压V1在输出侧瞬态的、原封不动的出现所可能引起的输出电压的任何变化，以实现稳定化。除线性调节器32外，适当的抑制电路也适于作为稳压电路，用以防止输入电压V1在这种被转换的电容器中输出侧的任何瞬态出现。不过使用普通线性调节器32将有利于以简单的电路结构实现电路尺度最小化。
用电池12作为电源常会引起电池12的输入电压V1随着使用时间的流逝而逐渐降低。为了补偿这种因电池12的消耗所致输入电压V1的降低，压控振荡器24按照图1的特性曲线附加一个振荡频率f2。换句话说，输入电压V1的降低将导致电容为C1的第一电容器18中所存的有如式(1)表示的电荷量Q减少。由此，压控振荡器24借助输入电压V1减少的量而增加所述的振荡频率f，以便增加每单位时间拟被转移的电荷Q。这意味着由于按照图5的代之以可变电容器42的等效电路增加表示式(9)的频率f而使电阻值R1实质上被减小。根据电阻值R1和负载电阻的分压确定输出电压，由此，通过减小电阻值R1，使拟送至电路负载14的输出电压受到控制，使相对于输入电压V1的下降保持在确定的水平。这将确保稳定动作的连续进行，以给出输出电压Vout，直至电池12的电压V1降至比较器28处的参考电压Vref以下。
参照图7，描述本发明降压型DC-DC调节器的另一个实施例。这个实施例是以使用具有固定振荡频率之时钟发生器44代替图1的压控振荡器24为特征的。时钟发生器44用于响应当第二电容器22处的输出电压V2降至参考电压源30的参考电压Vref以下时所产生的高电平输出而实现振荡动作。借助于通过第一电容器18的被转换电容器的便利条件，根据FET16和20由于驱动电路26的转换控制将电荷转移至第二电容器22，时钟发生器44还用于恢复已降低的输出电压V2。一旦输出电压V2达到参考电压Vref，使比较器28的输出为低电平，同时导致时钟发生器44的振荡动作停止。虽然由于振荡频率被固定而与电池12的输入电压V1的下降无关，时钟发生器44的振荡频率保持不变，但由于FET16和20的开关动作使得输出电压V2回到参考电压Vref，将使被转换的电容器动作的持续随着所述的下降而被延长。但是，如果将时钟发生器44的振荡频率设定为一个比如100kHz至200kHz级别的适当值，将确保被转换的电容器的动作，这能够充分补偿第二电容器22处输出电压V2的参考电压Vref的降低，能使负载电流流入负载电路14，从而使输出电压V2维持在参考电压Vref。
图1至7中所示的本发明降压型DC-DC调节器将有利于集成化，因为可以利用诸如FET类的启动元件、电阻元件以及电容元件完成它的电路，而不用任何大尺寸的电路部件，比如像在开关调节器中那样的扼流圈。在这种情况下，与普通线性调节器相比，这种电路的尺度略有增加，但也能实现基本上像线性调节器IC所需的相同电路尺寸和电路成本。特别是在图1至7中，采用商业上适用的线性调节器IC作为线性调节器32，它具有不同于被集成化的线性调节器32的电路部分，从而使得能够提供一种具有较小电路尺度的低成本IC片。
按照有如上面讨论的本发明，输入侧的第一电容器与输出侧的第二电容器的连接被交替地转换，以致使电荷能从输入侧转移至输出侧。控制这种电荷转移的变换时间，以便相对于输出电流的变化而将输出电压维持于一个特定的电压。以电容器电荷转换所需的时间代替普通线性调节器中可能引起电压下降的电阻部分，从而得出再无可由电阻引起的功率损失。于是能够达到很高的效率。
本发明用于诸如笔记本计算机类的手提式电子设备的电源供给电路，用以延长电池的有效使用。与开关调节器不同的是，不需要如扼流圈类的大尺度电路部件，从而依靠类似于线性调节器的情况那样的微型化而带来电路结构的简化，以及确保小型化并降低制作成本。
可以理解，本发明所用被转换的电容器的降压型DC-DC调节器并不限于上述实施例中所用的数字值。
权利要求
1.一种降压型直流-直流调节器，作为它的输出，用于给出一个低于电源所给的输入电源电压的确定电压，所述调节器包括配置于电源输入侧的第一电容器；配置于电源输出侧的第二电容器；用于反复实行转换连接的开关电路，其中，它将所述第一电容器与所述电源相连，以便在所述输入电源电压下给所述第一电容器充电，充电后再断开所述第一电容器与所述电源的连接，但同时使所述第一电容器与所述第二电容器相连，以将所储存的电荷转移到所述第二电容器；以及控制电路，用以控制所述第二电容器处的输出电压，并提供对所述开关电路的控制，使所述输出电压保持在特定的水平。
2.一种如权利要求1所述的降压型直流-直流调节器，其特征在于，所述控制电路包括振荡电路，作为它的输出，用于对所述开关电路提供开关控制信号；差值检测电路，用于检测所述第二电容器处的输出电压与参考电压之间的差值电压，在得到差值电压的整个期间内，所述差值检测电路启动所述振荡电路，转换地控制所述开关电路，当差值电压结果为零时，所述差值检测电路中止所述振荡电路的动作，使所述开关电路的转换控制停止。
3.一种如权利要求2所述的降压型直流-直流调节器，其特征在于，所述振荡电路是一个压控振荡器，其振荡频率的变化响应于输入电压，其中将关于所述第一电容器的电源侧的输入电源电压加给所述压控振荡器上，以产生响应所述输入电源电压而变化的振荡频率，从而控制所述开关电路的转换。
4.一种如权利要求3所述的降压型直流-直流调节器，其特征在于，所述压控振荡器随输入电源电压而变化地增加它的振荡频率，从而将所述第二电容器处输出的电压保持在一个特定的水平。
5.一种如权利要求1所述的降压型直流-直流调节器，其特征在于，还包括一个稳压电路，被布置在紧接于所述第二电容器之后，用以消除可能由于所述开关电路的转换控制而引起的输出电压的变化。
6.一种如权利要求5所述的降压型直流-直流调节器，其特征在于，所述稳压电路由一线性调节器组成。
7.一种如权利要求1所述的降压型直流-直流调节器，其特征在于，所述开关电路包括第一开关，用于形成或者断开所述第一电容器与电源输入侧之间的连接，还包括第二开关，用于形成或者断开所述第一电容器与所述第二电容器之间的连接；所述控制电路提供一种转换控制，用以接通所述第一开关但同时断开所述第二开关，以及断开所述第一开关但同时接通所述第二开关。
8.一种如权利要求1所述的降压型直流-直流调节器，其特征在于，所述第一及第二开关由N-沟道和P-沟道FET组成，将其中之一接通到控制电压的公共输入端，而将其中的另一个与同一端断开。
全文摘要
在开关电路上的FET被用于操纵被转换的电容器的动作。所述FET将第一电容器与电池相连,以便在输入电源电压下给第一电容器充电,充电后再断开第一电容器与电池的连接,但同时使第一电容器与第二电容器相连,以将所储存的电荷转移至后者。控制电路包括一比较器和一压控振荡器,它控制第二电容器的输出电压并进行转换控制,使所述输出电压保持在特定的水平。
文档编号H02J1/00GK1182973SQ9711458
公开日1998年5月27日 申请日期1997年7月7日 优先权日1996年7月8日
发明者松田浩一, 佐伯充雄, 矢野秀俊, 小泽秀清 申请人:富士通株式会社