专利名称：三点整流器及其工作方法
技术领域：
本发明涉及按照权利要求1前序部分所述的三点整流器以及此三点整流器的工作方法。本发明属于由电压中间电路进行供电的三点整流器的领域。这种整流器既可以应用在大功率的电驱动设备也可以应用在滤波和补偿设备中。所建议的电路尤其是一种用于中压范围内的高功率整流器的实现可能性。
NPC(中性点箝位)三点整流器的拓扑已经公知很长时间了。对于高功率领域其也可以进行工业应用。在此的IGBT、GTO晶闸管或者集成栅极积聚晶闸管(IGCT)作为主要的开关进行应用。
在应用GTO晶闸管时，在接通时的电流上升di/dt以及关断时的电压上升du/dt通过该开关进行限制。在使用IGCT时只有电流上升di/dt受到限制。为此该开关负载网络，即所谓的缓冲器设置在该电路中，其保证了该所谓的限制并且以此通常减少了该开关损耗。
用于此装置的一个例子是在Suh，J.-H等人的“用于在三级GTO整流器中的高效和过压限制的新型缓冲器”，IEEE Trans.工业电子，44卷，第2期，1997年4月中进行了描述。该电压和电流上升的限制一般通过与开关并联的电容或者串联的电感以及一直必要的所附加的有源和/或无源的器件实现。在应用了GTO晶闸管的情况下此电路一般是对于每一个GTO或者对于每一相分开地实现。此有源的和无源的器件的费用一般比较高的。在传统的RCD缓冲器和在上述的改进变型中，所有的存储在缓冲器中的能量通过电阻转换成热。但问题是在应用了传统的RCD缓冲器的情况下，例如通过GTO晶闸管的过压(通过串联的电感造成的)和不均匀的在GTO之间的阻塞电压分布也能够通过上述的改进缓冲器进行减少，但是却不能够解决。
用于工业应用的缓冲器的例子是在Komulainen，R的保护电流和电压上升率的整流器，US专利号No.4566051，1986年1月21号中进行描述。在此电路中所有存储在负载电感和负载电容中的能量(缓冲器能量)都反馈到直流电压中间电路。这然而要求一个较高的电路技术费用。
所有已知的用于三点整流器的开关负载网络的其他缺点是该开关损耗只通过较高的换向电压(在三点整流器中的半中间电路电压)受到限制并且能够减少高的器件费用。
对于二点整流器来说，除了同样应用的多倍缓冲器电路一般还公知了，开关损耗通过换向电压能够近似地达到零。对此在中间电路电容和整流器的桥式支路之间构成在切换过程中的一个用于从中间电路电压进行去耦合换向电压的电网络，例如在Salama，S，Tadros，Y.准谐振的3相IGBT整流器，IEEE-PESC参考记录，1995中进行的描述。该换向电压在此能够通过谐振过程近似振荡到零。
简而言之，目前在传统的NPC三点整流器中所应用的缓冲器电路基于它的功能原理只保证了在主要电路部分的一个受限制的开关损耗降低。在多个缓冲器中，该缓冲器能量没有反馈到直流电压中间电路，而是在开关和电路中转换成损耗热。另外该器件费用和传统的开关负载的费用是非常巨大的。
本发明的任务在于给出一个开头所述技术的三点整流器，以此在三点整流器中实现了主要开关的非常低的开关损耗。另外给出了用于驱动三点整流器的方法。
此任务基于结合本发明的权利要求1前序部分的特征的三点整流器通过在权利要求1特征部分中的特征解决。
此任务基于结合本发明的权利要求4前序部分的特征的三点整流器的工作方法通过在权利要求4特征部分中给出的特征进行解决。
通过本发明所达到的优点尤其在于避免了上述的缺点-例如产生损耗热，高的器件费用、用于三点整流器的高费用。本发明含有从中间电路电压的换向电压的去耦合的应用，这是通过两个分开的电路以用于上和下半桥的去耦合网络的形式在三点整流器中以分开的形式实现。两个去耦合网络能够完全相互无关地工作。其保证了对于每一个半桥一个换向电压几乎达到零，而在另一个半桥上存在一半的中间电路电压。该电路整个只含有一个在有源的和无源的器件上的费用。电流上升di/dt和电压上升du/dt的限制被可靠地保证。另外该电路还含有对于主要开关短路情况时的保护，其中的短路电流上升被限制。
如已经说明的，能够在上和下半桥中实现无关的换向。这产生的优点还在于从上到下半桥的“正电压到负电压”的直接的换向并且相反。
本发明下面借助于在附图中描述的实施例进行详细地解释。
图1 三点整流器的三相原理电路图，图2 去耦合网络的结构的原理电路图，图3 用于解释该换向的单相的电路图，图4a-k 从T11向D15的换向，图5a-k 从D15和T12向D14和D13的换向，图6a-m 从D14和D13向D15和T12的换向，图7a-m 从D15向T11的换向，图8a-k 从T11和T12向D14和D13的换向，图9a-m 从D14和D13向T11和T12的换向。
在图1中描述了三点整流器的三相原理电路图。含有第一相的上半桥的主要开关T11、T12和反向二极管D11、D12(反向二极管＝反并联二极管)、第一相的下半桥的主要开关T13、T14和反向二极管D13、D14、第二相的上半桥的主要开关T21、T22和反向二极管D21、D22、第二相的下半桥的主要开关T23、T24和反向二极管D23、D24，第三相的上半桥的主要开关T31、T32和反向二极管D31、D32以及第三相的下半桥的主要开关T33、T34和反向二极管D33、D34的三相桥式电路在输出侧与一个负载相连接，其中该负载电感以L1、L2、L3相连接。
三相桥式电路在输入侧存在一个上半桥的去耦合网络和下半桥的去耦合网络2。该去耦合网络1与中间电路的正极和此中间电路的中间抽头3相连接。该去耦合网络2与中间电路的负极和中间抽头3相连接。
第一相的上半桥通过NPC二极管D15(NPC二极管＝中性点箝位二极管＝中间抽头二极管)与和两个输入侧的中间抽头3串联的中间电路电容Cd/2相连接。该第一相的下半桥通过NPC二极管D16接在中间抽头3上。第二相的上半桥通过NPC二极管D25与和两个输入侧的中间抽头3串联的中间电路电容Cd/2相连接。该第二相的下半桥通过NPC二极管D26接在中间抽头3上。第三相的上半桥通过NPC二极管D35与和两个输入侧的中间抽头3串联的中间电路电容Cd/2相连接。该第三相的下半桥通过NPC二极管D36接在中间抽头3上。
图2示出了具有去耦合网络结构的原理电路图。该去耦合网络1含有一个谐振电感LR1，其与中间电路的正极相连接。在此电感LR1与上半桥的节点上连接有一个开关TR1和一个反向二极管DR1。此两个器件的另一个端子与一个开关TC1，一个反向二极管DC1并且通过一个谐振电容CR1与中间抽头3相连接。该开关TC1和反向二极管DC1的另一个端子通过一个充电电容CC1连接到中间抽头3。
该去耦合网络2含有一个谐振电感LR2，其与中间电路的负极相连接。在此电感LR2与下半桥的节点上连接有一个充电电容CC2和一个谐振电容CR2。此充电电容CC2的另一个端子与开关TC2和一个反向二极管DC2相连接。此开关TC2和反向二极管DC2的另一个端子与谐振电容CR2的另一个端子以及一个开关TR2和一个反向二极管DR2相连接。此开关TR2和反向二极管DR2在另一侧连接在中间抽头3。
通过中间电路电容的一半的中间电路电压以Vdc/2，在去耦合网络1和2上的电压以Vk1和Vk2并且在负载上的电压以V1、V2、V3进行标明。
该中间电路电压的换向电压的功能方式通过两个分开的电路以用于三点整流器中的是上和下半桥的三极去耦合网络1和2的形式随后在图2的电路中的例子中进行详细地解释。该两个电路的附加的无源元件是较大的充电电容CC1和CC2，其电压几乎恒定地保持在值1.2×Vdc/2，以及谐振电感LR1和LR2和谐振电容CR1和CR2，其在静态时被充电到充电电容CC1和CC2的电压。与此相反地在Salama，S，Tadros，Y.准谐振的3相IGBT整流器，IEEE-PESC参考记录，1995中描述的电路一直通过一个NPC二极管实现了该换向。该电路是如此被控制的，在从上半桥到中间抽头的换向中以及相反的“正电压+零电压0”该上面的去耦合网络1，对于从中间抽头到下半桥的换向和相反的“零电压0负电压-”该下面的去耦合网络2被利用。
因为该换向过程在上和下半桥中被去耦合，在整流器的不同相中能够同时存在换向过程。这也可以在一个相中的上和下半桥中存在共同的换向“正电压+负电压-”。
为了解释该换向在图3中应用了单相的电路。在此该通过LR1的电流ILR1，通过LR2的电流ILR2，通过T11的电流IT11，通过T12的电流IT12，通过D11的电流ID11，通过D13的电流ID13，通过D14的电流ID14，通过D15的电流ID15，通过D16的电流ID1和负载电流ILOAD分别被给出。存在八个不同的分量的换向，并且在正负载电流ILOAD的情况下是四个
(a)从T11到D15，(b)从T12和D15到D13和D14，(c)从D13和D14到T12和D15，(d)从D15到T11，以及在负的负载电流ILOAD的情况下是四个(e)从D11和D12到T13和D16，(f)从D16到T14，(g)从T14到D16，(h)从T13和D16到D11和D12。
换向(e)相似于换向(c)，同样(f)和(d)，(g)和(a)，(h)和(b)。所以只需要解释换向过程(a)到(d)。在下面的说明中给出了较大的负载电流。在较小的负载电流的情况下只是部分地改变在主要开关和反并联二极管(反向二极管)或者中间抽头的二极管(NPC二极管)之间的导通间隔。该换向的原理在此保持不会受到影响。
对于换向过程(a)应用了上半桥的去耦合网络1。该换向过程和基本的电流和电压曲线在图4a-k中进行表示。具体的进行如下表示图4a 在换向之前，图4b 谐振电感LR1充电，图4c CR1的谐振充电过程，图4d 在关断T11之前通过NPC二极管的谐振电流的线性结构，图4e CR1的谐振充电过程，图4f 谐振电感LR1的放电过程，图4g 在换向过程结束之后，图4h VK1的电压曲线，图4i ILR1的电流曲线，图4j IT11的电流曲线，图4k ID15的电流曲线。
该换向启动，其中该开关TC1和TR1被接通，并且其中LR1通过CC1近似线性地被充电。在关断TC1之后，在LR1和CR1之间的振荡过程开始。之后该电压通过CR1达到零，该谐振电流从CR1和TR1转换到D15和T11。现在该换向电压是零并且T11能够以较小的损耗关断。该负载电流几乎瞬间地-也就是说只通过开关和二极管中的寄生电感受到限制-从T11换向到二极管D15以及该电流ILR1换向到DR1和CR1。该通过T11的电压上升以此通过CR1受到限制。在随后的反向振荡过程中，该电容CR1充电到电压CC1，并且随后的在LR1中的电流通过CC1降低到零。以此该换向过程结束。
该换向(b)借助于下半桥的去耦合网络2实现。换向过程和基本的电流和电压曲线在图5a-k中描述。具体如下图5a 在换向之前，图5b 谐振电感LR2充电，图5c CR2的谐振充电过程，图5d 在关断T12之前通过NPC二极管的谐振电流的线性结构，图5e CR2的谐振充电过程，图5f 谐振电感LR2的放电过程，图5g 在换向过程结束之后，图5h VK2的电压曲线，图5i ILR2的电流曲线，图5j IT12和ID15的电流曲线，图5k ID14和ID13的电流曲线。
在接通TC2和TR2之后通过LR2几乎线性地形成一个电流，以此在断开TC2之后该通过CR2的电压在一个谐振过程中通过LR2振荡到零。在到零之后，该通过CR2的电压使该谐振电流从CR2和TR2换向到路径D14、D13、T12和D15。现在T12能够损耗较小地关断。该负载电流几乎瞬间换向到D14和D13。该负载电流和LR2中的谐振电流直接在关断T12之前以同样的瞬间换向到DR2和CR2，并且以此构成了下列的反向振荡过程的起始条件，其中的CR2被充电到CC2的电压。在通过CC2去除LR2中的谐振电流分量之后该换向过程结束。
换向过程(c)借助于下半桥中的去耦合网络2实现，并且通过TC2和TR2的接通进行导通。该换向过程和基本的电流和电压曲线在图6a-m中描述。具体如下图6a在换向之前，图6b谐振电感LR2充电，图6cCR2的谐振放电过程，
图6d通过NPC二极管去除谐振电流(接通T12)，图6e负载电流的换向，图6fCR2的谐振充电过程，图6g谐振电感的放电，图6h在结束换向之后，图6iVK2的电压曲线，图6jILR2达到电流曲线，图6kID16的电流曲线，图6lID14的电流曲线，图6mID15和IT12的电流曲线。
该电感LR2再一次近似线性地充电。在关断TC2之后开始谐振过程，其中CR2的电压振荡到零。通过达到零电压该谐振电流从CR2和TR2换向到D14和D16并且被线性地去除。现在T12能够较小损耗地接通。在通过D16完全去除谐振电流之后该负载电流受限制地通过LR2从D14和D13换向到D15和T12。以此CR2在一个谐振过程中才通过LR2充电到CC2的电压，并且该电流通过LR2去除到零。
该换向过程(d)，其借助于上半桥的去耦合网络1实现，和基本的电流和电压曲线在图7a-m中进行描述。具体如下图7a在换向之前，图7b谐振电感LR1充电，图7cCR1的谐振放电过程，图7d通过NPC二极管去除谐振电流(接通T11)，图7e负载电流的换向，图7fCR1的谐振充电过程，图7g谐振电感的放电，图7h在结束换向之后，图7iVK1的电压曲线，图7jILR1达到电流曲线，图7kID11的电流曲线，图7lID15的电流曲线，图7mIT11的电流曲线。
在换向过程开始时，上半桥的开关TC1和TR1再一次接通，LR1充电并且在TC1关断之后CR1在振荡过程中放电到零电压。该谐振电流然后从CR1和TR1换向到D15和D11并且被线性地去除。在D11的导通期间，T11能够损耗较少地接通，其中通过LR1中的电流过零该负载电流通过IR1受限制地从D15换向到T11。在负载电流结束换向过程之后，CR1通过一个反向振荡过程再一次充电到CC1的电压，并且随后的LR1中的谐振电流分量通过CC1去除。
通过换向过程(a)和(b)以及(c)和(d)的重叠能够实现一个直接从上到下桥式电路的损耗较少的换向，其中使用了两个去耦合网络1，2。
从T11和T12到D14和D13的换向过程和基本的电流和电压曲线在图8a-k中描述。具体如下图8a 换向之前，图8b 谐振电感重叠，图8c CR1和CR2的谐振放电过程，图8d 在关断T11和T12之前的谐振电流的线性去除，图8e CR1和CR2的谐振充电过程，图8f 谐振电感的放电，图8g 在结束换向之后，图8h VK1和VK2的电压曲线，图8i ILR1和ILR2的电流曲线，图8j IT11和IT12的电流曲线，图8k ID14和ID13的电流曲线。
谐振电感LR1和LR2的充电过程以及随后的振荡过程能够同步地进行，以致于电压VK1和VK2在同一时刻达到零。另外谐振电流换向到路径D14、D13、T12和T11，也可能的D16和D15。现在T11和T12损耗较少地关断并且负载电流几乎瞬间换向到D13和D14。该电流ILR1在同一瞬间换向到DR1和CR1，并且负载电流和电流ILR2之差换向到DR2和CR2。通过该反向振荡过程和LR1和LR2的放电，该换向过程结束。
从D14和D13到T11和T12的换向在图9a-m中描述。具体如下图9a 在换向之前，图9b 谐振电感充电，
图9c CR1和CR2的谐振放电过程，图9d 谐振电流的线性去除(T11和T12的接通)，图9e 负载电流的换向，图9f CR1和CR2的谐振充电过程，图9g 谐振电感的放电图9h 在结束换向之后，图9i VK1和VK2的电压曲线，图9j ILR1和ILR2的电流曲线，图9k ID11的电流曲线，图9l ID14的电流曲线，图9m IT11和IT12的电流曲线。
该换向开始于LR1和LR2的同时的充电和CR1和CR2的同时的谐振放电。通过达到零电压该谐振电流换向到平行于D16和D15以及D11的路径D14、D13和D12，并且能够被线性地去除。现在T11和T12能够损耗较少地接通，在LR1中过零之后该负载电流能够通过LR1和LR2受限制地从D14和D13换向到T11和T12。随后CR1和CR2通过同时的反向振荡过程充电到CC1和CC2的电压，并且另外该谐振电流在LR1和LR2中被线性地去除。以此该换向过程结束。
该换向分别按照整流器相位的瞬间功率的功率梯度一般区分为具有正的功率梯度的换向和具有负的功率梯度的换向。
在具有正的功率梯度的换向的情况下该整流器输出相位的瞬间功率在换向之后大于换向之前，在具有负的功率梯度的换向的情况下该整流器输出相位的瞬间功率在换向之后小于换向之前。这种换向过程在时间上短于具有正的功率梯度的换向。在具有负的功率梯度的换向时，一个有源元件(GTO，IGCT或者IGBT)切换该相位电流。随后该电流几乎瞬间地从有源关断的器件换向到导通电流的二极管。用于反向振荡过程的开始条件在此情况下与负载电流的高度有关。在正的功率梯度换向的情况下，该换向时间(di/dt)通过中间电路电压和谐振电感确定。用于反向振荡过程的开始条件是零。
在所有的换向过程的第一阶段期间，从充电电容CC1和CC2的能量通过LR1和LR2的充电输入到各个谐振电感和中间电路。该电压通过CC1和CC2较小地下降。在谐振电感放电以结束换向过程时能量反馈到CC1和CC2。该反馈的能量的数额在此与换向的类型和负载电流的数额有关。为了使通过CC1和CC2的电压恒定地保持在1.2×Vdc/2，使用一个调节。在较高的电压时借助于用于开始每一个换向的谐振电感的延长的充电过程来给出附加的能量，并且该电压下降。
另外通过主要开关的切换的重叠时间来向CC1和CC2存储附加的能量，并且该电压升高。例如在换向过程(a)中示出了通过CR1达到零电压T13被快速地接通。而T11才被延迟地关断。以此在LR1中形成附加的电流，其如此地影响反向振荡过程，该充电电容CC1在结束所有的振荡过程之后存储更多的能量。
权利要求
1.在半桥和中间电路的中间抽头之间的具有NPC二极管的三点整流器，其特征在于，含有一个用于上半桥的去耦合网络(1)，其第一个输入端接到中间电路的正极并且其第一个输出端与三点整流器的正极相连接，含有一个用于下半桥的去耦合网络(2)，其第二个输入端接在中间电路的负极并且其第二个输出端与三点整流器的负极相连接，去耦合网络(1，2)的其余的输入端连接在中间电路的中间抽头(3)上，并且去耦合网络(1，2)的其余的输出端通过NPC二极管与该半桥相连接，其中通过该去耦合网络(1，2)该用于主要开关(T11…T34，D11…D36)的换向电压在上和下半桥中相互与一半的中间电路电压(Vdc/2)无关地去耦合。
2.如权利要求1的三点整流器，其特征在于，该上半桥的去耦合网络(1)含有一个在第一输入端和第一输出端之间设置的谐振电感(LR1)，其中在第一个输出端上连接有一个第一开关(TR1)和一个第一反向二极管(DR1)，该第一开关(TR1)和第一反向二极管(DR1)在另一侧与一个第二开关(TC1)和一个第二反向二极管(DC1)相连接，第二开关(TC1)和第二反向二极管(DC1)在另一侧与一个充电电容(CC1)相连接，在两个开关和反向二极管的共同的连接点连接有一个谐振电容(CR1)，并且充电电容(CC1)和谐振电容(CR1)在另一侧位于第二个输入端/第二个输出端。
3.如权利要求1的三点整流器，其特征在于，该下半桥的去耦合网络(2)含有一个设置在第二个输入端和第二个输出端之间的谐振电感(LR2)，在第一输入端/第一输出端上连接有一个第一开关(TR2)和一个第一反向二极管(DR2)，第一开关(TR2)和第一反向二极管(DR2)在另一侧与一个第二开关(TC2)和一个第二反向二极管(DC2)相连接，第二开关(TC2)和第二反向二极管(DC2)在另一侧与一个充电电容(CC2)相连接，在两个开关和反向二极管的共同的节点上连接有一个谐振电容(CR2)，并且充电电容(CC2)和谐振电容(CR2)在另一侧位于第二个输出端。
4.驱动如权利要求1的三点整流器的方法，其特征在于，在从上半桥到中间抽头(3)以及相反(+0)的换向时应用了上去耦合网络(1)和各个NPC二极管(D15…D35)，以及在从中间抽头(3)到下半桥以及相反(0-)的换向时使用了下去耦合网络(2)和各个NPC二极管(D16…D36)。
5.驱动如权利要求1的三点整流器的方法，其特征在于，在从上半桥到下半桥和相反(+-)的换向时共同使用了上去耦合网络(1)和下去耦合网络(2)。
全文摘要
本发明涉及一个在半桥和中间电路的中间抽头之间的具有NPC二极管的三点整流器,其中含有一个用于上半桥的去耦合网络(1),其第一个输入端接到中间电路的正极并且其第一个输出端与三点整流器的正极相连接,另外含有一个用于下半桥的去耦合网络(2),其第二个输入端接在中间电路的负极并且其第二个输出端与三点整流器的负极相连接,去耦合网络(1,2)的其余的输入端连接在中间电路的中间抽头(3)上。
文档编号H02M7/505GK1241062SQ9911011
公开日2000年1月12日 申请日期1999年7月2日 优先权日1999年7月2日
发明者S·贝尔尼克, T·布吕克纳, P·施泰梅 申请人:Abb研究有限公司