电源装置的制作方法

专利名称：电源装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关转换型电源装置，特别涉及设有主从结构的双电源电路的电源装置。
作为电子器械等的电源装置，广泛使用着主从结构的开关转换型电源装置。作为上述电子器械可以是例如复印机、传真机、打印机等。在这种主从结构的双电源电路的电源装置中，例如特开平9-285121号公报所示，施加输入电压后，先是作为第一电源电路的主电源电路启动，根据其输出电压确认该主电源电路的启动，再启动作为第二电源电路的从动电源电路。
因此，通常在两电源电路启动之间存在时间差。当施加到该电源装置的输入电压缓慢上升时，上述时间差进一步变大。
在这种主从结构的开关转换型电源装置中，施加输入电压后，到得到主从结构的双电源电路的输出电压，具有时间差，因此，在需要同时输出双电源电路的输出电压场合存在问题。一下子施加额定电压作为输入电压时存在该输出电压时间差问题，而在输入电压扫描试验等场合输入电压缓慢上升时，尤其成为问题。
另外，上述主从构成电源装置可用作复印机、传真机、打印机等电子器械的电源装置，为了使这些电子器械在稳定动作时负载条件下进行最合适的动作，选择变压器特性和开关元件的接通·断开频率，以得到稳定动作时高变换效率。
可是，在这种电源装置中，当低负荷、例如电源装置供给电力的电子器械处于待机状态等场合，变换效率非常低。因此，待机时电源装置内部损失占系统装置整体消耗电力大部分，电源装置变换效率低下对降低系统装置整体电力消耗带来不利的影响。
本发明就是鉴于上述先有技术所存在的问题而提出来的，本发明的目的在于，提供下述电源装置即使是施加缓慢上升输入电压场合，也能实际上消除作为第一电源电路的主电源电路启动与接收到上述主电源电路启动而动作的作为第二电源电路的从动电源电路启动之间的时间差，能使主电源电路和从动电源电路两电源电路同时启动。
本发明的另一个目的在于，提供能同时启动主从动作的两电源电路、而在输入电压缓慢下降场合也能同时使两电源电路停止的电源装置。
本发明的又一个目的在于，提供一种主从结构的开关电源装置，复印机、传真机、打印机等电子器械待机时，使作为第二电源装置的从动电源电路的动作停止，同时，控制作为第一电源装置的主电源电路的动作，输出保持在作为负荷的电子器械必要的最低限度水平，使其损失最小，不仅稳定动作时而且待机时也能提高系统装置整体效率。
为了实现上述目的，本发明提出一种电源装置，其特征在于，由下列各部分构成启动电路，从输入电压得到启动电压进行供给；第一电源电路，由包括初级绕组、次级绕组、串接的第1辅助绕组及第2辅助绕组的第1变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第1开关元件、接收上述启动电路的启动电压和上述第1辅助绕组的发生电压作为控制电压产生控制信号供给上述第1开关元件的第1控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；第二电源电路，由包括初级绕组和次级绕组的第2变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第2开关元件、接收上述第一电源电路的第1变压器的串接的第1辅助绕组、第2辅助绕组的发生电压作为控制电压产生控制信号供给上述第2开关元件的第2控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出。
为了实现上述目的，本发明提出另一种电源装置，其特征在于，由下列各部分构成启动电路，从输入电压得到启动电压进行供给；第一电源电路，由至少包括初级绕组和次级绕组的第1变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第1开关元件、接收上述启动电路的启动电压作为控制电压产生控制信号供给上述第1开关元件的第1控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；第二电源电路，由包括初级绕组和次级绕组的第2变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第2开关元件、接收上述第一电源电路开关所发生电压作为控制电压产生控制信号供给上述第2开关元件的第2控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；节能控制电路，由接收节能指令信号动作的光耦合器、插入上述第2控制元件的控制电压经路接收上述光耦合器动作进行接通/断开动作的电源接通/断开电路、与上述第1控制元件的频率决定元件相连接、接收上述光耦合器动作改变上述频率决定元件的值的振荡频率切换电路构成。
为了实现上述目的，本发明提出又一种电源装置，其特征在于，由下列各部分构成启动电路，从输入电压得到启动电压进行供给；第一电源电路，由至少包括初级绕组和次级绕组的第1变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第1开关元件、接收上述启动电路的启动电压作为控制电压产生控制信号供给上述第1开关元件的第1控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；第二电源电路，由包括初级绕组和次级绕组的第2变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第2开关元件、接收上述第一电源电路开关所发生电压作为控制电压产生控制信号供给上述第2开关元件的第2控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；节能控制电路，由接收节能指令信号动作的光耦合器、插入上述第2控制元件的控制电压经路接收上述光耦合器动作进行接通/断开动作的电源接通/断开电路、与上述第1控制元件的频率决定元件相连接、接收上述第2控制元件的控制电压改变上述频率决定元件的值的振荡频率切换电路构成。
为了实现上述目的，本发明提出又一种电源装置，其特征在于，由下列各部分构成
启动电路，从输入电压得到启动电压进行供给；第一电源电路，由至少包括初级绕组和次级绕组的第1变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第1开关元件、接收上述启动电路的启动电压作为控制电压产生控制信号供给上述第1开关元件的第1控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；第二电源电路，由包括初级绕组和次级绕组的第2变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第2开关元件、接收上述第一电源电路开关所发生电压作为控制电压产生控制信号供给上述第2开关元件的第2控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；节能控制电路，由接收节能指令信号动作的光耦合器、插入上述第2控制元件的控制电压经路接收上述光耦合器动作进行接通/断开动作的电源接通/断开电路、与上述第1控制元件的频率决定元件相连接、接收上述第2控制元件的与电容器连接的软启动端子的控制电压改变上述频率决定元件的值的振荡频率切换电路构成。
根据本发明的电源装置，其特征还在于，第1控制元件和第2控制元件是产生脉宽控制信号的PWM控制元件。
根据本发明的电源装置，其特征还在于，振荡频率切换电路的频率决定元件是电阻。
根据本发明的电源装置，其特征还在于，输入电压是对交流输入电压进行整流、平滑而得的直流电压。
根据本发明的电源装置，其特征还在于，对第一电源电路及第二电源电路的各次级绕组中的感应电压分别进行整流、平滑，输出所得直流电压。
下面说明本发明的效果。
按照本发明的电源装置，在上述主·从动作中，从主侧第一电源电路的第1变压器的第1辅助绕组、第2辅助绕组的感应电压直接得到各控制元件的控制电压；并且，从动侧第二电源电路的控制元件的控制电压是在第1辅助绕组的感应电压上叠加第2辅助绕组中产生的感应电压所得到的高电压进行供给，因此，主·从动作的第一电源电路和第二电源电路的输出电压实际上能几乎没有时间差地同时得到。
按照本发明的电源装置，即使在输入电压缓慢上升场合，实际上消除作为主电源电路的第一电源电路的启动和接收该主电源电路启动而动作的作为从动电源电路的第二电源电路的时间差，能使两电源电路同时启动。
按照本发明的电源装置，能同时启动主从动作的两电源电路，而且，即使在输入电压缓慢降低场合，能同时使两电源电路停止。
按照本发明的电源装置，即使主电源电路的控制元件和从动电源电路的控制元件的动作控制电压不可避免地多少有点离散，也能确保主从动作，使得作为主电源电路的第一电源电路和作为从动电源电路的第二电源电路同时开始动作。
按照本发明的电源装置，在交流输入电压缓慢降低场合，主侧的控制元件的控制电压比从动侧的控制元件的控制电压先达到断开阈电压值，所以，随着主侧的控制元件动作停止，从动侧的控制元件也动作停止，能确保主从动作，使得第一电源电路和第二电源电路动作同时结束。
按照本发明的电源装置，在由主从动作的第一电源电路和第二电源电路构成的开关转换型电源装置中，当接收到表示待机等状态、电源装置的负荷电力显著降低的节能指令信号时，使从动电源电路动作停止，降低主电源电路的振荡频率，继续供给必要的最低限度负荷电力，使电源装置损失显著降低。
按照本发明的电源装置，在待机时等节能状态下，根据有无从动电源电路的控制元件的控制电压，控制主电源电路的振荡频率切换电路的动作，因此，不光是主电源电路处于节能动作状态，作为电源装置的稳定动作更为可靠。
按照本发明的电源装置，在待机时等节能状态下，根据有无从动电源电路的控制元件的软启动端子的电压，确认从动电源电路的动作，控制主电源电路的振荡频率切换电路的动作，因此，不光是主电源电路处于节能动作状态，作为电源装置的稳定动作更为可靠。
附图简要说明如下

图1是本发明第一实施例涉及的电源装置整体电路构成图；图2是供给本发明电源装置的输入电压缓慢上升场合动作状况图，其中图2A表示作为主电源电路的第一电源电路的动作状况，图2B表示作为从动电源电路的第二电源电路的动作状况；图3是用于对比的供给本发明电源装置的输入电压缓慢上升场合动作状况图，其中图3A表示作为主电源电路的第一电源电路的动作状况，图3B表示作为从动电源电路的第二电源电路的动作状况；图4是本发明第二实施例涉及的电源装置整体电路构成图；图5是本发明第二实施例涉及的电源装置主要部分构成图；图6是本发明第三实施例涉及的电源装置整体电路构成图；图7是本发明第三实施例涉及的电源装置主要部分构成图；图8是本发明第四实施例涉及的电源装置整体电路构成图；图9是本发明第四实施例涉及的电源装置主要部分构成图。
下面参照附图，详细说明本发明实施例。
图1-图3表示本发明第一实施例，图1是本发明第一实施例涉及的电源装置整体电路构成图，在图1中，桥式整流器BR1接收到交流输入进行全波整流输出直流电压。平滑电容器C1将桥式整流器BR1的直流输出平滑化，作为电源供给。
电源装置由桥式整流器BR1、平滑电容器C1、启动电路1、作为主电源电路的第一电源电路10及作为从动电源电路的第二电源电路20构成。
启动电路1与桥式整流器BR1的直流输出端相接，通过电阻R1、齐纳二极管ZD1、电阻R2进行降压分压，供给经降压分压的A点电压作为第一电源电路10的启动电压。
第一电源电路10由包括初级绕组NP10、次级绕组NS10、串联连接的第1辅助绕组NB1和第2辅助绕组NB2的变压器T10、与初级绕组NP10串接、通过脉冲宽度调制(pulse width modulation，以下简记为PWM)控制信号被开关的MOS型晶体管Q10、对第1辅助绕组NB1的产生电压进行整流平滑的主辅助平滑电路30、接收来自启动电路1的启动电压与主辅助平滑电路30的电压作为控制电压产生PWM控制信号、向MOS型晶体管Q10供给PWM控制信号的PWM控制元件IC10、与次级绕组NS10相连接、用于对该绕组产生电压进行平滑整流形成第一电源电路10的输出电压的二极管D10、D11、扼流圈L10、电容器C10构成，通过这种结构将桥式整流器BR1的输出电压变换成所定电压输出。
第1辅助绕组NB1和第2辅助绕组NB2在变压器T10以同芯同卷绕方向串接，两辅助绕组NB1、NB2产生的感应电压被叠加。
主辅助平滑电路30由二极管D30、电阻R30、电容器C30构成。
第二电源电路20由包括初级绕组NP20、次级绕组NS20的变压器T20、与初级绕组NP20串接、通过PWM控制信号被开关的MOS型晶体管Q20、对变压器T10的串接的第1辅助绕组NB1、第2辅助绕组NB2的产生电压进行整流平滑的从动辅助平滑电路40、接收从动辅助平滑电路40的电压作为控制电压产生PWM控制信号、向MOS型晶体管Q20供给PWM控制信号的PWM控制元件IC20、与次级绕组NS20相连接、用于对该绕组产生电压进行平滑整流形成第二电源电路20的输出电压的二极管D20、D21、扼流圈L20、电容器C20构成，通过这种结构将桥式整流器BR1的输出电压变换成所定电压输出。
从动辅助平滑电路40由二极管D40、电阻R40、电容器C40构成。
第一电源电路10及第二电源电路20的输出电压既可以设为各自不同，也可以设为相同电压，其根据使用该电源装置的装置设定。
主电源电路的PWM控制元件IC10和从动电源电路的PWM控制元件IC20使用相同额定值者，使得以相同控制电压VCC动作，但是，由于制造等原因，动作控制电压不可避免地多少有点离散。
下面说明上述实施例装置动作。
先说明往电源装置一下子施加到额定电压作为交流输入电压的场合。
若往电源装置施加额定电压作为交流输入电压，在桥式整流器BR1被整流，在平滑电容器C1使其平滑化。该已被整流平滑的电压施加于启动电路1上，经降压分压的A点电压作为控制电压VCC1供给第一电源电路10的PWM控制元件IC10。
得到控制电压VCC1的PWM控制元件IC10开始控制动作，产生PWM控制信号。所产生的PWM控制信号供给作为开关元件的MOS型晶体管Q10的控制极，MOS型晶体管Q10开始PWM控制动作。
随着MOS型晶体管Q10的接通·断开开关动作，电流从平滑电容器C1流过主变压器T10的初级绕组NP10，于是，在次级绕组NS10及第1辅助绕组NB1、第2辅助绕组NB2中产生感应电压。在第1辅助绕组NB1中产生的感应电压通过主辅助平滑电路30作为PWM控制元件IC10的控制电压VCC1供给。
另外，在第1辅助绕组NB1、第2辅助绕组NB2中产生的感应电压通过第二电源电路20的从动辅助平滑电路40作为PWM控制元件IC20的控制电压VCC2供给。
通过主辅助平滑电路30供给PWM控制元件IC10的控制电压VCC1与来自启动电路的控制电压VCC1设定为大致相同电压值。但是，为使PWM控制元件IC10稳定动作，最好将通过主辅助平滑电路30供给PWM控制元件IC10的控制电压VCC1设定为比来自启动电路的控制电压VCC1高若干。
另外，如上所述，在第1辅助绕组NB1、第2辅助绕组NB2中产生的感应电压通过叠加供给从电源电路20的PWM控制元件IC20，该控制电压比通过主辅助平滑电路30供给PWM控制元件IC10的控制电压VCC1高，其高出部分为所叠加的第2辅助绕组NB2中产生的感应电压。因此，为了保护PWM控制元件IC20，根据需要可以设置钳位电路等过压抑制电路。
另一方面，在第二电源电路20中，在第1辅助绕组NB1、第2辅助绕组NB2中产生的感应电压通过从动辅助平滑电路40形成控制电压VCC2，该控制电压VCC2供给PWM控制元件IC20，上述PWM控制元件IC20开始控制动作，产生PWM控制信号，所产生的PWM控制信号供给作为开关元件的MOS型晶体管Q20的控制极，MOS型晶体管Q20开始PWM控制动作。
随着MOS型晶体管Q20的接通·断开开关动作，电流从平滑电容器C1流过变压器T20的初级绕组NP20，在次级绕组NS20中产生感应电压。
这样，第一电源电路10和第二电源电路20启动，在各变压器T10、T20的次级绕组NS10、NS20中被感应的电压分别被平滑整流作为输出电压，以主·从电源电路动作供给外部负荷。
在上述主·从动作中，主辅助平滑电路30和从动辅助平滑电路40的时间常数为数毫秒，与各电源电路的时间常数(0.5-1秒)相比是非常短的，几乎可忽略不计；另外，是从主变压器T10的辅助绕组NB1、NB2的感应电压直接得到各PWM控制元件IC10、IC20的控制电压；并且，从电源电路20的PWM控制元件IC20的控制电压是在第1辅助绕组NB1的感应电压上叠加第2辅助绕组NB2中产生的感应电压所得到的高电压进行供给。因此，主·从动作的第一电源电路10和第二电源电路20的输出电压实际上能几乎没有时间差地同时得到。
下面再对本实施例中往电源装置施加缓慢上升交流输入电压场合进行说明。
图2是供给本发明电源装置的输入电压缓慢上升场合动作状况图，横座标表示交流输入电压，纵座标表示PWM控制元件的控制电压，其中，图2A表示作为主电源电路的第一电源电路的动作状况，图2B表示作为从动电源电路的第二电源电路的动作状况。
图3是用于对比的图，表示没有本发明的第2辅助绕组NB2、仅将第1辅助绕组NB1中产生的感应电压供给主辅助平滑电路和从动辅助平滑电路场合的动作状况，与图2中相同，横座标表示交流输入电压，纵座标表示PWM控制元件的控制电压，其中，图3A表示作为主电源电路的第一电源电路的动作状况，图3B表示作为从动电源电路的第二电源电路的动作状况。
交流输入电压以例如1V幅度缓慢上升时，如图2A所示，启动电路1的A点电压、即主侧的PWM控制元件IC10的控制电压VCC1缓慢上升。若交流输入电压成为某特定启动电压(例如如图所示70V)，与此相对应，PWM控制元件IC10的控制电压VCC1达到接通阈电压Vth，PWM控制元件IC10开始动作。
通过该PWM控制元件IC10动作，相当于负荷与启动电路1的电阻R2、主平滑辅助电路30并联连接，由于该PWM控制元件IC10的引入电流，如图2A所示，PWM控制元件IC10的控制电压VCC1降低。PWM控制元件IC10本身对于该控制电压VCC1具有磁滞特性，一旦开始动作，即使电压有点降低，仍能继续其动作。
另一方面，应该同时动作的从动侧的PWM控制元件IC20因该降低的控制电压不能开始动作，但是，由于在第1辅助绕组NB1的感应电压上叠加第2辅助绕组NB2中产生的感应电压，得到从动侧的PWM控制元件IC20的控制电压VCC2，所以，即使伴随PWM控制元件的动作开始发生电压降低，也能供给对于开始动作来说必要的控制电压，主侧PWM控制元件IC10开始动作同时，从动侧PWM控制元件IC20也开始动作。
随着主侧PWM控制元件IC10及从动侧PWM控制元件IC20开始动作，各电源电路10、20的动作与前面所述动作相同，详细说明省略。
下面说明动作开始点，为了进行对比，请看图3B，图3B表示没有第2辅助绕组NB2、仅将第1辅助绕组NB1中产生的感应电压供给主辅助平滑电路和从动辅助平滑电路场合的电源装置动作状况，这时，因该降低的控制电压从动侧PWM控制元件IC20不能开始动作，仅仅主侧第一电源电路10动作。从该状态交流输入电压进一步上升，从动侧的PWM控制元件IC20的控制电压VCC2从一度下降的电压再上升，在到达接通阈电压Vth时，PWM控制元件IC20开始动作，从作为从动电源电路的第二电源电路20供给输出电压。
这样，在仅将第1辅助绕组NB1中产生的感应电压供给主辅助平滑电路和从动辅助平滑电路场合，存在主从需同时动作的各电源电路10、20在某时间段内只有作为主电源电路的第一电源电路动作问题。但是，本发明不存在这样的问题。
也就是说，在本发明中，主变压器中除了第1辅助绕组之外还设有第2辅助绕组，由于使得从动侧的PWM控制元件IC20的控制电压比主侧的PWM控制元件IC10的控制电压高，所以，无论是一下子施加交流输入电压还是使交流输入电压缓慢上升，都能确保主从动作，使得作为主电源电路的第一电源电路10和作为从动电源电路的第二电源电路20同时开始动作。
在交流输入电压缓慢降低场合，主侧的PWM控制元件IC10的控制电压VCC1比从动侧的PWM控制元件IC20的控制电压VCC2先达到断开阈电压值，所以，随着主侧的PWM控制元件IC10动作停止，从动侧的PWM控制元件IC20也动作停止，能确保主从动作，使得第一电源电路10和第二电源电路20动作同时结束。
另外，如上所述，主电源电路的PWM控制元件IC10和从动电源电路的PWM控制元件IC20即使使用相同额定值者以便在相同控制电压VCC下动作，但是，由于制造等原因，动作控制电压不可避免地多少有点离散。在本实施例中，即使动作控制电压不可避免地多少有点离散，也能确保主从动作，使得作为主电源电路的第一电源电路10和作为从动电源电路的第二电源电路20同时开始动作。
下面参照图4和图5说明本发明第二实施例。
图4和图5是本发明第二实施例涉及的电源装置图，图4表示整体电路结构，图5表示主要部分结构。
在图4中，与表示第一实施例的图1不同点在于设有节能控制电路50，其它部分与图1相同，相同部分标以相同符号，并且说明从略，而对PWM控制元件IC10、IC20详细说明其端子结构及与外部连接。
主从结构的开关电源装置的启动时动作及稳定时动作与图1实施例相同，详细说明从略。
先说明PWM控制元件1C10、IC20，PWM控制元件IC10、IC20是能直接驱动功率晶体管、例如金属氧化物半导体场效应晶体管的开关电源控制用IC，具有8个针状外部端子。VCC是电源端子，GND是接地端子，OUT是接通/断开开关信号输出端子，RT是与振荡器定时电阻连接的电阻端子，CT是与振荡器定时电容器CT1、CT2连接的电容器端子，CS是与软启动电容器CS连接的软启动端子，此外，还设有没有图示的反馈端子FB和过流检测端子IS。
节能控制电路50由光耦合器PC、电源接通·断开电路52及振荡频率切换电路51构成。节能指令信号PS表示作为负荷的电子器械处于待机状态，光耦合器PC接收上述节能指令信号动作，上述电源接通·断开电路52接收到该光耦合器PC动作，断开从动电源电路20的PWM控制元件IC20的电源VCC2，上述振荡频率切换电路51接收到该光耦合器PC动作，切换主电源电路10的PWM控制元件IC10的振荡频率。节能指令信号PS在例如操作者操作节能开关场合、或在一定时间内什麽操作都没有进行场合产生。
振荡频率切换电路51如图5所示，PNP型晶体管TR51与电阻R51串联连接，它们和PWM控制元件IC10的振荡器定时电阻RT1并联连接，光耦合器PC的输出通过电阻R51-1供给晶体管TR51的基极。
电源接通·断开电路52如图5所示，PNP型晶体管TR52连接在从动辅助电压电路40输出的控制电压VCC2和PWM控制元件IC20的电源端子VCC之间，光耦合器PC的输出通过电阻R52供给晶体管TR52的基极。
下面说明上述本发明第二实施例的动作。
稳定动作时，施加到节能控制电路50的节能指令信号PS为高电平。因此，作为光耦合器PC的受光元件的光敏晶体管接通，振荡频率切换电路51的晶体管TR51及电源接通·断开电路52的晶体管TR52都为接通状态。结果，控制电压VCC2供给从动电源电路20的PWM控制元件IC20，决定主电源电路10的PWM控制元件IC10的振荡频率的电阻是振荡频率定时电阻RT1和电阻R51的并联电阻，成为所定低电阻值。
根据上述结果，PWM控制元件IC20的振荡频率为由振荡器定时电阻RT2和振荡器定时电容器CT2决定的额定频率，另一方面，PWM控制元件IC10的振荡频率成为由振荡器定时电阻RT1、电阻R51的并联电阻和振荡器定时电容器CT1决定的额定频率。
因此，主电源电路10和从动电源电路20都以额定频率振荡，输出所定输出电压，以能与额定负荷对应的状态动作。
接着，若作为负荷的电子器械为待机状态，节能指令信号PS成为低电平，光耦合器PC的受光晶体管变为断路状态，振荡频率切换电路51的晶体管TR51及电源接通·断开电路52的晶体管TR52都被断路。
若电源接通·断开电路52的晶体管TR52被断路，从动电源电路20的PWM控制元件IC20的控制电压VCC2得不到供给，从动电源电路20停止动作。
另一方面，若振荡频率切换电路51的晶体管TR51被断路，电阻R51由连接状态变为取除状态，决定主电源电路10的PWM控制元件IC10的振荡频率的电阻仅剩下振荡频率定时电阻RT1，成为所定高电阻值。结果，PWM控制元件IC10的振荡频率变为由振荡器定时电阻RT1和振荡器定时电容器CT1决定的比额定频率低的振荡频率，以此振荡频率进行振荡。
本发明这种开关电源装置中的电力损失由用于吸收伴随变压器T10、T20转换而产生的过压的缓冲电路(没有图示，使用由电容器、电阻、二极管构成的CR型缓冲电路或由电阻、电阻器、二极管构成的电阻器型缓冲电路)、晶体管开关、二极管等所产生，其电力损失具有大致与开关频率成正比例倾向，所以，若开关频率低，则损失变小。
可是，开关频率低场合，为了防止负荷电流引起变压器磁饱和导致动作不稳定，变压器需要大型化。
考虑上述因素，决定作为电源装置最合适的变压器大小、开关频率，一般，通常动作时，大约为80％的变换效率。
另一方面，若在待机时等状态，上述构成电源装置的负荷电力显著减少，该电源装置的变换效率就非常低，消耗电力之中相当多部分为损失部分。
例如，在上述稳定动作时能得到80％左右变换效率的电源装置中，若电源装置负荷电力为常时十分之一时，其变换效率大约成为30％左右。
与此相反，在本发明中，当接收到表示待机等状态、电源装置的负荷电力显著降低的节能指令信号时，使从动电源电路20动作停止，同时，降低主电源电路10的振荡频率，继续供给必要的最低限度负荷电力，使电源装置损失显著降低。
例如，从动电源电路动作停止、主电源电路振荡频率降低场合，当振荡频率为常时频率十分之一时，电源装置损失能降低到二十分之一左右。
如上所述，根据本发明第二实施例，在该主从结构装置动作中，主辅助平滑电路30及从动辅助平滑电路40的时间常数为数毫秒，与各电源电路的时间常数(0.5-1秒)相比，是非常短的，几乎可忽略不计。另外，从主变压器T10的辅助绕组NB1、NB2的感应电压直接得到各PWM控制元件IC10、IC20的控制电压，而且，从动电源电路20的PWM控制元件IC20的控制电压是在第1辅助绕组NB1的感应电压上叠加第2辅助绕组NB2的感应电压所得高电压。由于上述特点，无论是一下子施加交流输入电压时，还是使交流输入电压缓慢上升时都能使作为主电源电路的第一电源电路10和作为从动电源电路的第二电源电路20确保主从同时开始动作，同时，当接收到表示待机等状态、电源装置的负荷电力显著降低的节能指令信号时，使从动电源电路20动作停止，降低主电源电路10的振荡频率，继续供给必要的最低限度负荷电力，使电源装置损失显著降低。
下面参照图6和图7说明本发明第三实施例，图6表示本发明第三实施例涉及的电源装置整体电路结构，图7表示该实施例电源装置的主要部分结构。
在图6和图7中，与表示第二实施例的图4和图5的不同点在于向主电源电路10的PWM控制元件IC10的振荡频率切换电路51发出节能指令是由是否供给从动电源电路20的PWM控制元件IC20的控制电压VCC2决定的，以及由此引起振荡频率切换电路51的构成不同。其它部分与图4和图5相同，相同部分标以相同符号。
振荡频率切换电路51如图7所示，PNP型晶体管TR51与电阻R51串联连接，它们和PWM控制元件IC10的振荡器定时电阻RT1并联连接，同时，以电阻R51-1、R51-2对电源接通·断开电路52的输出电压、即PWM控制元件IC20的控制电压VCC进行分压，所得电压供给NPN型晶体管TR51的基极。
下面说明上述本发明第三实施例的动作。
稳定动作时，施加到节能控制电路50的节能指令信号PS为高电平。因此，作为光耦合器PC的受光元件的光敏晶体管接通，电源接通·断开电路52的晶体管TR52为接通状态，控制电压VCC2供给从动电源电路20的PWM控制元件IC20。另外，PWM控制元件IC20的控制电压VCC2供给振荡频率切换电路51，电压VCC2被电阻R51-1、R51-2分压，施加到晶体管TR51的基极上，晶体管TR51导通。因此，决定主电源电路10的PWM控制元件IC10的振荡频率的电阻是振荡频率定时电阻RT1和电阻R51的并联电阻，成为所定低电阻值。
结果，与第二实施例相同，PWM控制元件IC10和IC20的振荡频率都成为额定频率。因此，主电源电路10和从动电源电路20都以额定频率振荡，输出所定输出电压，以能与额定负荷对应的状态动作。
若作为负荷的电子器械为待机状态，节能指令信号PS成为低电平，光耦合器PC的受光晶体管变为断路状态，电源接通·断开电路52的晶体管TR52被断路，接着，振荡频率切换电路51的晶体管TR51也断路。
若电源接通·断开电路52的晶体管TR52被断路，从动电源电路20的PWM控制元件IC20的控制电压VCC2得不到供给，从动电源电路20停止动作。另一方面，若振荡频率切换电路51的晶体管TR51被断路，电阻R51由连接状态变为取除状态，决定主电源电路10的PWM控制元件IC10的振荡频率的电阻仅剩下振荡频率定时电阻RT1，成为所定高电阻值。结果，PWM控制元件IC10的振荡频率变为由振荡器定时电阻RT1和振荡器定时电容器CT1决定的比额定频率低的振荡频率，以此振荡频率进行振荡。
如上所述，根据本发明第三实施例，当接收到表示待机等状态、电源装置的负荷电力显著降低的节能指令信号时，使从动电源电路20动作停止，降低主电源电路10的振荡频率，继续供给必要的最低限度负荷电力，使电源装置损失显著降低，具有与第二实施例同样的效果。
进一步说，在待机时等节能状态下，根据有无从动电源电路20的PWM控制元件IC20的控制电压VCC2，控制主电源电路10的振荡频率切换电路51的动作，因此，不光是主电源电路10处于节能动作状态，作为电源装置的稳定动作更为可靠。
下面参照图8和图9说明本发明第四实施例，图8表示本发明第四实施例涉及的电源装置整体电路结构，图9表示该实施例电源装置的主要部分结构。
在图8和图9中，与表示第三实施例的图6和图7的不同点在于向主电源电路10的PWM控制元件IC10的振荡频率切换电路51发出节能指令是由是否在与从动电源电路20的PWM控制元件IC20的软启动电容器CS连接的软启动端子CS上产生电压决定的。在包括振荡频率切换电路51、电源接通·断开电路52的其它方面，与图6和图7相同，相同部分标以相同符号。
软启动电容器CS与PWM控制元件IC20的软启动端子CS连接，软启动端子CS的电压因该电容器CS的充电电压而变化。
电源接通时，开始电容器CS的充电，这样，软启动端子CS的电压缓慢上升，在PWM控制元件IC20动作中保持一定电压值。
该PWM控制元件IC10、IC20能使用富士电机株式会社制的开关电源控制用IC(FA5310P(S)、FA5311P(S)等型式)。这种型式PWM控制元件IC通过该CS端子电压，具有电源的软启动、过负荷断路、过压断路、接通/断开机能，由于和本发明没有直接关系，详细说明省略。
下面说明上述本发明第四实施例的动作。
稳定动作时，施加到节能控制电路50的节能指令信号PS为高电平。因此，作为光耦合器PC的受光元件的光敏晶体管接通，电源接通·断开电路52的晶体管TR52为导通状态，控制电压VCC2供给从动电源电路20的PWM控制元件IC20。
另外，在PWM控制元件IC20的软启动端子CS上保持着一定的电压，该一定的电压供给振荡频率切换电路51，上述电压在电阻R51-1、R51-2被分压，施加到晶体管TR51的基极上，晶体管TR51导通。
因此，决定主电源电路10的PWM控制元件IC10的振荡频率的电阻是振荡频率定时电阻RT1和电阻R51的并联电阻，成为所定低电阻值。
结果，与第二实施例相同，PWM控制元件IC10和IC20的振荡频率都成为额定频率。因此，主电源电路10和从动电源电路20都以额定频率振荡，输出所定输出电压，以能与额定负荷对应的状态动作。
若作为负荷的电子器械为待机状态，节能指令信号PS成为低电平，光耦合器PC的受光晶体管变为断路状态，电源接通·断开电路52的晶体管TR52被断路，接着，PWM控制元件IC20的软启动端子CS的电压降低，振荡频率切换电路51的晶体管TR51也断路。
若电源接通·断开电路52的晶体管TR52被断路，从动电源电路20的PWM控制元件IC20的控制电压VCC2得不到供给，从动电源电路20停止动作。另一方面，若振荡频率切换电路51的晶体管TR51被断路，电阻R51由连接状态变为取除状态，决定主电源电路10的PWM控制元件IC10的振荡频率的电阻仅剩下振荡频率定时电阻RT1，成为所定高电阻值。结果，PWM控制元件IC10的振荡频率变为由振荡器定时电阻RT1和振荡器定时电容器CT1决定的比额定频率低的振荡频率，以此振荡频率进行振荡。
如上所述，根据本发明第四实施例，当接收到表示待机等状态、电源装置的负荷电力显著降低的节能指令信号时，使从动电源电路20动作停止，降低主电源电路10的振荡频率，继续供给必要的最低限度负荷电力，使电源装置损失显著降低，具有与第二实施例同样的效果。
进一步说，在待机时等节能状态下，根据有无从动电源电路20的PWM控制元件IC20的软启动端子CS的电压，确认从动电源电路20的动作，控制主电源电路10的振荡频率切换电路51的动作，因此，不光是主电源电路10处于节能动作状态，作为电源装置的稳定动作更为可靠。
上面对本发明实施例作了说明，当然本发明并不局限于上述范围。
例如，在上面说明中，是从第一电源电路和第二电源电路得到输出电压的，但是，也可以停止作为从动电源电路的第二电源电路20动作，仅从作为主电源电路的第一电源电路10得到输出电压，进行单独运转。当单独运转时，可以在经路中设置断路装置，断开供给第二电源电路20的作为开关元件的MOS型晶体管Q20的控制极的PWM控制信号。
另外，在如上所述各实施例电源装置中，为使主从结构动作，从动电源电路20的PWM控制元件IC20的控制电压是在第1辅助绕组NB1的感应电压上叠加第2辅助绕组NB2中产生的感应电压得到高电压供给实现的，但本发明并不局限于此。
例如，在上述各实施例中，也可省略第2辅助绕组NB2，使PWM控制元件IC10、IC20的控制电压都从第1辅助绕组NB1的感应电压得到。另外，也可从主电源电路10的直流输出电压得到从动电源电路20的PWM控制元件IC20的控制电压。
在上述各实施例中，为了切换振荡频率切换电路51的振荡频率，是通过变更决定PWM控制元件IC10的振荡频率的电阻实现的，但是也可以变更决定PWM控制元件IC10的振荡频率的电容器值以代替上述变更电阻。这种场合，当然振荡器定时电容器CT1成为该应切换的对象。
权利要求
1.一种电源装置，其特征在于，由下列各部分构成启动电路，从输入电压得到启动电压进行供给；第一电源电路，由包括初级绕组、次级绕组、串接的第1辅助绕组及第2辅助绕组的第1变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第1开关元件、接收上述启动电路的启动电压和上述第1辅助绕组的发生电压作为控制电压产生控制信号供给上述第1开关元件的第1控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；第二电源电路，由包括初级绕组和次级绕组的第2变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第2开关元件、接收上述第一电源电路的第1变压器的串接的第1辅助绕组、第2辅助绕组的发生电压作为控制电压产生控制信号供给上述第2开关元件的第2控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出。
2.一种电源装置，其特征在于，由下列各部分构成启动电路，从输入电压得到启动电压进行供给；第一电源电路，由至少包括初级绕组和次级绕组的第1变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第1开关元件、接收上述启动电路的启动电压作为控制电压产生控制信号供给上述第1开关元件的第1控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；第二电源电路，由包括初级绕组和次级绕组的第2变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第2开关元件、接收上述第一电源电路开关所发生电压作为控制电压产生控制信号供给上述第2开关元件的第2控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；节能控制电路，由接收节能指令信号动作的光耦合器、插入上述第2控制元件的控制电压经路接收上述光耦合器动作进行接通/断开动作的电源接通/断开电路、与上述第1控制元件的频率决定元件相连接、接收上述光耦合器动作改变上述频率决定元件的值的振荡频率切换电路构成。
3.一种电源装置，其特征在于，由下列各部分构成启动电路，从输入电压得到启动电压进行供给；第一电源电路，由至少包括初级绕组和次级绕组的第1变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第1开关元件、接收上述启动电路的启动电压作为控制电压产生控制信号供给上述第1开关元件的第1控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；第二电源电路，由包括初级绕组和次级绕组的第2变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第2开关元件、接收上述第一电源电路开关所发生电压作为控制电压产生控制信号供给上述第2开关元件的第2控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；节能控制电路，由接收节能指令信号动作的光耦合器、插入上述第2控制元件的控制电压经路接收上述光耦合器动作进行接通/断开动作的电源接通/断开电路、与上述第1控制元件的频率决定元件相连接、接收上述第2控制元件的控制电压改变上述频率决定元件的值的振荡频率切换电路构成。
4.一种电源装置，其特征在于，由下列各部分构成启动电路，从输入电压得到启动电压进行供给；第一电源电路，由至少包括初级绕组和次级绕组的第1变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第1开关元件、接收上述启动电路的启动电压作为控制电压产生控制信号供给上述第1开关元件的第1控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；第二电源电路，由包括初级绕组和次级绕组的第2变压器、与上述初级绕组串接、通过控制信号被开关的第2开关元件、接收上述第一电源电路开关所发生电压作为控制电压产生控制信号供给上述第2开关元件的第2控制元件构成，将上述输入电压变换为所定电压输出；节能控制电路，由接收节能指令信号动作的光耦合器、插入上述第2控制元件的控制电压经路接收上述光耦合器动作进行接通/断开动作的电源接通/断开电路、与上述第1控制元件的频率决定元件相连接、接收上述第2控制元件的与电容器连接的软启动端子的控制电压改变上述频率决定元件的值的振荡频率切换电路构成。
5.根据权利要求1-4中任一个所述的电源装置，其特征在于，第1控制元件和第2控制元件是产生脉宽控制信号的PWM控制元件。
6.根据权利要求2-4中任一个所述的电源装置，其特征在于，振荡频率切换电路的频率决定元件是电阻。
7.根据权利要求5中所述的电源装置，其特征在于，振荡频率切换电路的频率决定元件是电阻。
8.根据权利要求1-4、7中任一个所述的电源装置，其特征在于，输入电压是对交流输入电压进行整流、平滑而得的直流电压。
9.根据权利要求1-4、7中任一个所述的电源装置，其特征在于，对第一电源电路及第二电源电路的各次级绕组中的感应电压分别进行整流、平滑，输出所得直流电压。
10.根据权利要求8所述的电源装置，其特征在于，对第一电源电路及第二电源电路的各次级绕组中的感应电压分别进行整流、平滑，输出所得直流电压。
全文摘要
本发明特别涉及设有主从结构的双电源电路的电源装置。由启动电路1、包括第1变压器、第1开关元件及第1控制元件的主电源电路10、包括第2变压器、第2开关元件及第2控制元件的从动电源电路20构成,能使主从电源电路同时开始动作。本装置还可设有节能控制电路,当接收到节能指令信号时,使从动电源电路20动作停止,降低主电源电路10的振荡频率,继续供给必要的最低限度负荷电力,使电源装置损失显著降低。
文档编号H02M3/28GK1246748SQ9911809
公开日2000年3月8日 申请日期1999年8月25日 优先权日1998年9月1日
发明者户塚正二, 荻原茂実, 岛下石男, 小堀隆 申请人:株式会社理光