Pfc电流整形的制作方法

Pfc电流整形的制作方法
【专利摘要】本发明涉及PFC电流整形。根据本发明的PFC电路（10）连接到电网（1），包括输入滤波器（2）和连接到变换器（4）的整流器（3）。控制电路（5）生成用于变换器（4）的电流调节器的控制其输入电流的参考电流。由此，参考电流通过将补偿电流（I0）添加到标准参考电流并且适配标准参考电流的量值以补偿由补偿电流（I0）的添加所造成的输入功率的改变而生成。然而，由于补偿电流（I0）的添加，电源单元的输入电流的一些较低谐波分量的量值增大并且输入电流的一些较高谐波分量的量值减小，使得电源可以从电网汲取更多的电流。
【专利说明】
PFC电流整形
技术领域
[0001] 本发明涉及用于生成用于电源单元的PFC电路的电流调节器的参考信号的方法。 本发明还涉及包括这样的电流调节器的PFC电路和包括这样的PFC电路的电源单元。进而， 本发明涉及用于生成用于电源单元的PFC电路的电流调节器的参考信号的对应的控制电 路。
【背景技术】
[0002] 电装置通常连接到电力网以被馈给有电功率来操作它们。通常，这样的装置包括 电源单元以将由电网输送的电功率变换成可以被装置本身使用或者可以进而提供给连接 到装置的另一设备的特定形式的电功率。
[0003] 为了限制到电网中的非期望的反馈，这样的装置通常必须满足关于从电网汲取的 电流的一些要求。这些要求例如包括对由装置所汲取的电流的谐波内容的限制，诸如例如 在标准IEC61000-3-2中限定的。由诸如例如开关-模式电源之类的电源所汲取的电流通常 包括一系列谐波分量，其中这些谐波分量的量值依赖于电源的内部设计，特别依赖于功率 电路的设计。所述标准例如限定用于每一个谐波分量的量值的最大值，使得这些量值变得 越小，谐波的数目变得越大。
[0004] 通常（开关模式）电源包括前端和后端功率级，特别是具有多于50W(瓦特）的输入 功率的电源。前端通常是使电源的输入电流的谐波内容最小化并生成或多或少恒定的输出 电压的PFC(功率因素校正)级，并且后端通常是根据一般恒定的输入电压操作的DC/DC变换 器。PFC级包括传动系和控制逻辑二者。传动系例如是直接位于PFC级的桥式整流器之后的 升压变换器。控制逻辑以使得输入电流紧跟随输入电压的方式适配输入电流。这意味着PFC 的输入阻抗本质上是电阻器。其电阻由此是电网电压和电源的输出功率的函数。
[0005] 以上拓扑针对单相输入完美地起作用，其中单个相位被提供在线导体和中性导体 之间。但是对于三相输入，例如具有三个线但不具有中性导体的电网，其可能创建以更高的 功率等级的太高的谐波。依赖于特定应用和配置，例如依赖于整流器的下游的电容，该拓扑 可能由于减小的电流传导角而对例如高至500W或甚至高至1500W的功率等级起作用。为了 克服该问题，可以在三相桥式整流器的下游提供所谓的无源PFC扼流圈（choke)，或者可以 提供每相位线包括一个PFC扼流圈的有源PFC电路。
[0006] 然而，无源PFC扼流圈解决方案具有关于功率损耗和尺寸的限制，而另一解决方案 仅适于更高的功率等级，即，适于高至约2kW的功率等级。
[0007] 现有技术解决方案的另一缺点在于，它们不有效地衰减谐振电路，其通过电网阻 抗结合于通常提供在电源输入滤波器的中性导体和相位线之间的EMI电容器而形成。这些 EMI电容器也被称为X-电容器。电源的输出处的负载变化导致激励这样的谐振电路的输入 电流变化，其可能导致非期望的高输入电压，其可能甚至导致电源的故障或毁坏。

【发明内容】

[0008] 因此，本发明的目的是提供一种涉及初始提及的技术领域的方法和控制电路，其 使得来自电网的电源汲取电流能够具有减小的谐波内容并且适于广功率范围。
[0009] 本发明的解决方案由权利要求1的特征规定。根据本发明，用于电流调节器的参考 信号Irrf被生成为使得电源单元的输入电流的较低谐波分量的量值增大并且输入电流的较 高谐波分量的量值减小。因此，至少一个较低谐波分量的量值增大并且至少一个较高谐波 分量的量值减小。优选地，多于一个较低谐波分量的量值增大并且多于一个较高谐波分量 的量值减小。或者换言之，功率从较高的谐波移到较低的谐波。
[0010] 通过增大较低谐波的谐波内容并减小较高谐波的内容，对应适配的电源不仅满足 关于电网失真的要求而且使得能够从电网汲取更高的输入功率。这可以在不超出例如如在 以上提及的IEC标准中限定的针对谐波内容的限制的情况下完成。
[0011] 在本发明的优选实施例中，参考信号被生成为使得低于输入电流的第十一谐波的 谐波分量的量值增大并且高于输入电流的第十三谐波的谐波分量的量值减小。在该情况 下，第十一和第十三谐波的量值保持或多或少恒定。
[0012] 然而，例如依赖于这样的电流调节器的应用，从较高谐波划分较低的谐波数目可 以为5与20之间的任何数目。
[0013] 参考信号的生成通常基于电源单元的输入电压。并且由于多数商业电力网确实提 供具有一般正弦波形的AC电压，单个或多个相位，所以参考信号I rrf在根据本发明的方法的 优选实施例中生成为具有电源单元连接到其的AC电网的角频率切的正弦信号 丨:，卜如印>].。一般，值1〇可以为正或负的值并且其可以以不同方式确定。例如，其可 以独立于电源单元的操作参数和拓扑而被选择成具有-1和1之间的恒定值。然而，值Ιο优选 地依赖于电流传导角fo而生成，这示出为提供最佳结果。
[0014] 在本发明的进一步优选实施例中，1〇被生成为负值
其意味着Ιο是输入电流的量值I的分数。尽管正值Ιο例如可以结合于升压变换器来使 用，但是负值1〇在使用降压变换器的应用中是有利的。
[0015] 如可以看到的，1〇仅依赖于量值I和电流传导角爭〇。
[0016] 还将有可能以不同方式确定1〇,诸如例如通过利用0和1之间的任何因数来缩放量 值?或者通过减去固定量的变量。还将有可能将1〇确定为电流传导角f〇的倍数或分数，或者 通过将特定值添加到电流传导角軌)。然而，这些解决方案将减小可以从电网汲取的功率，这 是因为较少的功率可以从较高的谐波移到较低的谐波。
[0017] 因此，Ιο优选地依赖于电流传导角的正弦而生成。因此，电流传导角爭〇的绝对值 越低，1〇的值变得越小，并且电流传导角#0越接近于V2，1〇变得越高。进而，要注意的是，电 流传导角軌)越接近于V2,峰值电流变得越高，并且因此电路的效率变得越低。
[0018] 参考信号Irrf因此根据以下公式来生成：
除了量值?之外，参考信号Irrf的正弦部分1>斑_)由此对应于如在相当的现有技术 PFC变换器中生成并在现有技术中被用于调节PFC变换器的输入电流的参考信号。然后通过 将恒定负值Ιο添加到参考信号，可以显著减小可以被视为电阻器的PFC电路的阻抗。在三相 电源的情况下，这导致可以从电网汲取更高的输入功率的电源在相位线和中性线之间具有 约230V(伏特）的电压的常见电力网中依赖于特定控制机制而高至约2kW，这是通过在桥式 整流器之后仅使用单个PFC级。这还节约组件计数并且随后减少空间要求和成本。
[0019] 在现有技术中，PFC电路的电阻是电网电压和电源的输出功率的函数。与本发明相 比较，这样的现有技术PFC电路的电阻被称为静态电阻。与之相反，应用本发明导致一种进 一步依赖于电流传导角的PFC电路的动态电阻。对于负值1〇,该动态电阻低于相当的现有 技术PFC电路的静态电阻。
[0020] 本发明的进一步的优点在于，动态电阻更高效地衰减谐振电路，其通过电网的电 抗元件和电源的EMI电容器而形成。
[0021] 在负值1〇的情况下，参考电流变低，因此，从电网汲取的功率与常规或标准PFC电 路相比将减小，如果参考信号的量值I将利用与标准PFC电路中的相同值来生成的话。为了 得到相同的电源单元的输出功率，必须增大参考信号Iw的量值I。在其中参考电流通过添 加为正值1〇而增大的另一示例中，必须减小参考信号Irrf的量值?以从电网汲取大约相同的 功率。
[0022]在本发明的优选实施例中，并且为了使用具有标准量值Is的标准参考信号 .Is% 夂:__0 (即，其中I Q=〇 )来得到相同的电源单元的输出功率，参考信号的量值?通过 依赖于由于将值Ιο添加到参考信号Irrf所造成的电源单元的输出功率的改变来修改标准量 值L(特别地，以补偿输出功率的所述改变)而生成。
[0023]量值I可以例如通过试验和误差来设定。然而，量值I的值优选地通过可以利用标 准PFC电路和根据本发明的相当的PFC电路从电网汲取的功率的比较来确定。术语"相当的" 关于这一点意味着本发明的PFC电路与标准PFC电路的不同之处仅在于通过添加值Ιο并因 此适配参考信号的量值I来生成参考信号。
[0024] 在标准PFC电路中，以下适用： ·.
·>?>. f 其中?和Is是电网电压和电流的量值，乳dPf s2是功率传递角，其通常为fsl=0且f s2=JT， 并且其中:1?是从电网汲取的功率。通过求解该积分，该功率可以重写为：
[0025] -般而言，功率传递角是在其之间发生电流流动的那些角。因此，第一角此处为f sl是其中电流流动开始的角，并且第二角此处为fs2是其中电流流动结束的角。
[0026] 对于根据本发明的相当的PFC电路，其中罐〇是电流传导角，其被选择为使得该电流 传导角处的电流K%)等于〇,并且其中叭和恥限定功率传递角，值1〇被确定为
并且从电网汲取的功率可以计算为
该公式给出用于降压PFC的功率，其中对于功率传递角％和臀2，应用再 次，该功率可以重写为
[0027]为了确定根据本发明的PFC电路的量值I，我们可以使用于标准PFC电路和改进PFC 电路的两个功率公式相等，如下
[0028] 因此，在本发明的优选实施例中并且为了使用其中参考信号細)具有标 准量值? s并且其中值I 〇=0的标准P F C电路得到相同的电源单元的输出功率，参考信号的量 值I通过将标准量值Is乘以根据以上公式而确定的因数frrf来生成。
[0029] 在本发明的进一步优选实施例中，参考信号基于电源单元的输入电压通过 a) 在PFC电路的桥式整流器之前 b) 在PFC电路的桥式整流器之后，或者 c )直接在电源单元的输入处 对电压进行分接(tap)来生成。
[0030] 因为输入电压通常是正弦的，所以参考信号也被假定为正弦的，这是因为其从输 入电压导出。因此，参考信号也可以在任何其他点处分接，只要其表示输入电压。
[0031] 当根据本发明生成参考信号时，电流传导角fo优选地被选择为在0和V2之间，由 此，维持良好的功率因数和低谐波内容。在本发明的进一步优选实施例中，电流传导角爭〇被 选择为在Ji/5和2V5之间。然而，更高或更低的电流传导角f o确实也起作用，尽管不如利用 优选值那么良好。进而，要注意到，不存在用于电流传导角#〇的最优值，但是必须针对每一 个应用找到最适合的值。当选择电流传导角fo时，要权衡由电网阻抗和电源单元的某些电 容造成的谐振的衰减和系统效率的相反效果。
[0032] 由于减小的电流传导角fo,峰值输入电流变高，但是参考信号保持为正弦。
[0033]进而，动态输入电阻通常比相当的现有技术PFC的静态电阻低约六至八倍。然而， 确切的比率依赖于电流传导角。
[0034]在另一优选实施例中，参考信号遍及整个时段不根据以上提及的公式来确定。如 果其将变为负的，则其被设定为零。零交叉然后限定电流传导角f〇。以此方式，可以避免将 导致系统效率的降低的负的参考信号。
[0035] 在本发明的甚至更优选实施例中，电流传导角紙)被选择为使得输入电流在零处开 始。这有助于避免将导致非期望谐波分量的电流跃变(jump)。
[0036] 如以上已经提及的，开关-模式电源通常包括输入滤波器，其中EMI电容器跨线（例 如，在相位线和中性线之间)连接或者其他电容器存在于整流器的下游。与电网的串联电感 (inductivity)(其可以例如由变压器引入)一起，这些EMI电容器形成谐振电路。这样的谐 振电路可能响应于电源的输入处的负载变化而导致非期望的高输入电压。
[0037] 在本发明的另一优选实施例中，以上被称为其动态电阻的PFC电路的结果所得的 电阻被用于有效地衰减由电网阻抗结合于EMI电容器或布置在PFC电路的桥式整流器的下 游的电容器造成的这些谐振电路。以此方式，电网可以通常被衰减约七倍，好于利用现有技 术PFC电路的等价静态电阻。依赖于电源单元的输入电压在何处被分接以生成参考信号， PFC电路的动态电阻可以被用于衰减不同的谐振电路。如果例如输入电压在整流器的下游 被分接，则PFC电路的动态电阻衰减在整流器的下游包括电容的谐振电路。
[0038] 尽管这样的电网衰减不在每一个拓扑中要求，但是如果电网阻抗包括诸如例如由 变压器引入的高串联电感，则其变得可取或甚至必需。
[0039] 本发明进而具有如下优点：可以实现平滑的电流形状，由此减小电网内的rms-电 流(均方根-电流）。
[0040] 关于控制电路的本发明的解决方案由权利要求11的特征规定。根据本发明，控制 电路包括将参考信号生成为使得电源单元的输入电流的较低谐波分量的量值增大并且输 入电流的较高谐波分量的量值减小的器件。
[0041] 本发明最适于开关-模式电源，使得控制电路优选地被适配成生成用于开关-模式 电源单元的PFC电路的电流调节器的参考信号。
[0042] 在优选实施例中，控制电路被适配成生成如上述的参考信号Iref，即，作为具有电 源单元连接到其的AC电网的角频率的正弦信号。
[0043] 并且在另一优选实施例中，控制电路被适配成依赖于电流传导角fo的正弦而生成 值1〇,特别地作为负值I〇=-i*sin(f Q)，也如以上描述的。
[0044] 其他有利的实施例和特征的组合根据以下【具体实施方式】和权利要求的整体而显 出。
【附图说明】
[0045] 用于解释实施例的附图示出： 图1示出根据本发明的PFC电路的示意描绘， 图2示出根据本发明的PFC电路的更详细的示意描绘， 图3示出针对标准控制电路和具有两个不同的电流传导角的根据本发明的控制电路的 连接到两相电网的降压PFC的输入电流的示意描绘， 图4示出针对标准控制电路和具有两个不同的电流传导角的根据本发明的控制电路的 连接到三相电网的降压PFC的输入电流的示意描绘， 图5示出标准PFC电路的一些仿真波形， 图6示出图5的标准PFC电路的输入电流的频谱的一部分的示意描绘， 图7示出具有电流传导角V4的根据本发明的PFC电路的一些仿真波形， 图8示出图7的标准PFC电路的输入电流的频谱的一部分的示意描绘， 图9示出具有电流传导角V3的根据本发明的PFC电路的一些仿真波形， 图10示出图9的标准PFC电路的输入电流的频谱的一部分的示意描绘， 图11示出标准PFC电路的示意描绘， 图12示出根据本发明的PFC电路的示意描绘， 图13示出针对标准控制电路和具有两个不同的电流传导角的根据本发明的控制电路 的连接到两相电网的降压PFC的输入电阻的示意描绘， 图14示出针对标准控制电路和具有两个不同的电流传导角的根据本发明的控制电路 的连接到三相电网的降压PFC的输入电阻的示意描绘， 图15示出另一标准PFC电路的一些仿真波形， 图16示出对应于图15的标准PFC电路但具有电流传导角Ji/4的根据本发明的PFC电路的 一些仿真波形，以及 图17示出对应于图15的标准PFC电路但具有电流传导角jt/3的根据本发明的PFC电路的 一些仿真波形。
[0046]在附图中，相同组件被给出相同的附图标记。
【具体实施方式】
[0047]图1示出根据本发明的PFC电路10的示意描绘。第一块表示PFC电路10连接到其的 电力网1。第二块表示输入滤波器2，第三块表示桥式整流器3，第四块表示变换器4并且第五 块表示生成用于变换器4的输入电流的参考信号的控制电路5。
[0048]图2示出图1中示出的PFC电路10的更详细的示意描绘。电力网1具有三个相位线、 中性连接器N，其是可选的并且是保护地线PE。相位线具有线至中性电压V1、V2、V3并且阻抗 LI、L2和L3以及电阻器R1、R2、R3表示电网阻抗。
[0049] 来自电网1的输入被馈给到输入滤波器2。输入滤波器2包括连接在每一个相位线 和保护地线PE之间的三个X-电容器C1、C2、C3。进而，Y-电容器C5存在于保护地线PE内。电感 L4、L5、L6表示共同模式扼流圈的漏电感，并且电阻R9、R10、Rl 1表示共同模式扼流圈的串联 电阻。
[0050] 桥式整流器3包括以全桥配置布置的六个二极管01、02、03、04、05、06。电容器04跨 桥式整流器3的输出连接以用于在变换器4的切换频率处使电流短路。整流器输出即整流后 的电压Vre。跨电容器C4提供。变换器4可以包括任何类型的变换器，诸如例如线性或开关-模 式变换器。示例是降压变换器、升压变换器、逆变器、反激式变换器、LLC谐振变换器或具有 或不具有变压器的其他变换器。一般而言，变换器4可以包括任何类型的电子控制的负载。 因此，诸如例如PWM信号或参考信号之类的至少一个控制信号必须被提供给这样的电子控 制的负载。控制信号因此控制从变换器4的输入到输出的功率传递，或反之亦然。
[0051] 在图2中所示的示例中，变换器4包括在其输入处接收整流后的电压Vrec并且在其 输出处提供输出电压Vout的开关-模式变换器4.1。开关-模式变换器4.1的切换由接收参考 电流Iref的电流控制器控制为其针对变换器4的输入电流的目标值。该参考信号由根据如下 公式生成该参考电流Irrf的控制电路5所提供 如以上提及的。
[0052]为了根据该公式生成参考信号Iref，控制电路5例如包括诸如微处理器(优选地是 数字信号处理器DSP)的数字控制器。然而，参考信号的生成也可以通过模拟器件来完成，所 述模拟器件然而将导致显著增加的复杂性和随后的控制电路的成本。
[0053]图3示出0(0°)和<180°)之间的区间中的用于连接到两相电网的降压PFC变换器 的输入电流形状的比较。线11示出当降压PFC由标准控制电路控制时的电流形状。因为降压 PFC表现得像欧姆电阻器，所以电流在0°处从零开始，是正弦的并且在180°处以零结束。线 12示出用于由具有电流传导角31/4的根据本发明的控制电路所控制的降压PFC的电流形状。 因此，正弦电流在45°处开始并在135°处结束。线13示出用于由具有电流传导角V3的根据 本发明的控制电路所控制的降压PFC的电流形状。因此，正弦电流在60°处开始并在120°处 结束。
[0054]在其中两个相位之间的电压是400Vrms并且其中输入功率为1500W的两相操作的 情况下，线11中示出的电流具有稍微在12A(安培）以上的峰值。图3中的图表的垂直刻度因 此是两A每分区。
[0055]图4示出用于连接到三相电网的降压PFC的输入电流形状的比较。线14示出当降压 PFC由标准控制电路控制时的电流形状。线15示出用于由具有电流传导角31/4的根据本发明 的控制电路所控制的降压PFC的电流形状，并且线16示出用于由具有电流传导角31/3的根据 本发明的控制电路所控制的降压PFC的电流形状。
[0056]如可以看到的，在三相操作中，所有这些电流在60°处开始并在120°处结束，而不 管它们的瞬时高度如何。尽管0°和180°之间是每一个具有宽度60°的三个分段，但是相同的 电流波形将重复三次，即每60°。然而，在图2中示出了三个分段中的仅中间分段。
[0057]再次，图4中的图表的垂直刻度是两A每分区。
[0058]图5示出作为标准控制电路情况下（即，其中值Ιο为0A)的PFC电路的仿真的结果的 功率和电流波形。电网包括其中相间电压为400Vrms且频率为50Hz的三个相位线，是对称的 并且不包括中性线。仿真的输入功率是约1500W。在该示例中，标准PFC电路可以被视为具有 约195欧的电阻的纯电阻负载。
[0059] 为了简单性，仅示出了单个相位线电流的电流波形21和功率波形20。其他两个相 位线的功率和电流波形除分别偏移V3和2V3之外是相同的。由于图5的水平刻度是5ms(毫 秒)每分区，所以其他两个相位线波形的功率和电流波形将偏移3 l/3ms。具有功率波形20 的图5的上部分的垂直刻度是0.2kW每分区并且具有电流波形21的图5的下部分的垂直刻度 是1A每分区。如可以看到的，电流波形21以及功率波形20表现出若干跃变。进而，在图5的下 部分中，示出了累积的电流波形22即所有三个相位线的单个电流波形之和。其峰值是约 2 · 9A〇
[0060] 图6示出了标准控制电路情况下的PFC电路的结果所得的输入电流的离散频谱23 的一部分。在水平刻度上示出谐波的数目并且在垂直刻度上以mA示出谐波内容。线24示出 根据以上提及的用于类A设备的IEC标准61000-3-2的针对每一个谐波的限制。
[0061]如可以看到的，第十三谐波及以下的内容未达到相应的可能最大值，因此，自数17 起的谐波确实或几乎确实达到其可能最大值。
[0062]图7示出其中电流传导角被选择为jt/4的包括本发明的相当的PFC电路的相同仿真 波形。用于值1〇的结果所得的值是约-7.9A并且PFC电路的电阻是约51欧。
[0063]再次，在图7的上部分中示出仅单个功率波形20并且在图7的下部分中示出单个相 位线的电流波形21。其他两个相位线的功率和电流波形除分别偏移V3和2V3之外是相同 的。具有功率波形20的图7的上部分的垂直刻度是0.4kW每分区并且具有电流波形21的图7 的下部分的垂直刻度是1A每分区。与图5中示出的标准PFC电路的电流和功率波形相比较， 电流波形21和功率波形20二者中的跃变均减少。
[0064]进而，在图7的下部分中示出累积的电流波形22。其峰值是约3.3A。
[0065]图8再次示出图7的PFC电路的输入电流的离散频谱23的一部分。在该情况下，第五 谐波的内容增大并且第十一谐波的内容保持不变。其他谐波的内容减小。
[0066]图9再次示出其中电流传导角被选择为31/3的包括本发明的相当的PFC电路的相同 仿真波形。用于值1〇的结果所得的值是约-26.6A并且PFC电路的电阻是约18欧。
[0067]再次，在图9的上部分中示出仅单个功率波形20并且在图9的下部分中示出单个相 位线的电流波形21。其他两个相位线的功率和电流波形除分别偏移V3和2V3之外是相同 的。具有功率波形20的图9的上部分的垂直刻度是0.4kW每分区并且具有电流波形21的图9 的下部分的垂直刻度是1A每分区。如可以看到的，两个波形中的跃变均几乎消失并且结果 相当平滑，几乎为正弦半波。
[0068]进而，图9的下部分中的累积的电流波形22具有约4.1A的峰值。
[0069]图10再次示出图9的PFC电路的输入电流的离散频谱23的一部分。在该情况下，与 针对图5的标准PFC电路的频谱相比较，第五谐波进一步增大并且第七谐波也增大。同样在 该情况下，第十一谐波保持不变。但是与标准PFC电路的频谱相比较，所有其他谐波减小。 [0070]发现了以下内容： ?电流整形主要是电流传导角的函数 ?第十一和第十三谐波基本不受该电流整形影响；它们在相同的功率等级和输入电 压处保持或多或少恒定;因此，它们限定高至可以利用该技术的最大功率等级 ?电流传导角被选择得越高(在V2和Ji/4之间），较高阶谐波变得越高 ?在电流传导角V4处 -第十七谐波是最关键的一个 -第五和第七谐波离它们的限制非常远 ?电流传导角越低(在V4和V3之间），较低阶谐波变得越高并且较高阶谐波变得越 低。 ?在电流传导角V3处 -第五谐波是最关键的一个 -第十七和第十九谐波离它们的限制非常远 ?针对该示例的最优电流传导角看起来处于:π/4和π/3之间的某处，可能在7/12JT附 近;在该情况下，第五谐波和第十七谐波二者很接近它们的限制并且最大输入功率可能在 2000W 和 2500W之间。
[0071 ]图11示出标准PFC电路31的示意的、相当简化的描绘。通常任何功率线可以由电压 源32和阻抗表示。在我们的情况下，假定线阻抗主要由电感L(例如，由变压器引起的）和并 联电容C形成。电网阻抗的串联电阻被忽视。任何标准PFC电路然后可以由恒定欧姆电阻33 代替。这意味着电流即刻地跟随由电压源32所施加的电压。
[0072]图12示出根据本发明的PFC电路35的对应的示意且简化描绘。功率线再次由电压 源32、线阻抗电感L和并联电容C表示。PFC电路35然后可以由动态电阻35代替。在该情况下， 电流不即刻地跟随由电压源32所施加的电压。结果所得的电流遵循以上示出的公式，其中 差异仅是以上称为1〇的适当的补偿电流(offset current)。
[0073]图13示出用于不同配置的连接到两相电网的降压PFC的输入电阻的示意描绘。水 平刻度以安培示出具有2A每分区的刻度的输入电流，并且垂直刻度以伏特示出具有500V每 分区的刻度的输入电压。
[0074] 线41示出针对标准控制电路的输入电阻，线42示出针对具有电流传导角π/4的根 据本发明的控制电路的输入电阻，并且线43示出针对具有电流传导角V3的根据本发明的 控制电路的输入电阻。
[0075]如所示出的，标准PFC电路的输入电阻的线41表现得像欧姆电阻器并且穿过原点。 然而，线42和43不穿过原点但分别被补偿为使得电流流动仅在约450V和500V的输入电压等 级处开始。进而，可以看到，电阻值在根据本发明的PFC电路中显著减小。
[0076]图14示出降压PFC但是此处其连接到三相电网的输入电阻的对应描绘。水平和垂 直刻度与图13中相同。
[0077] 线46示出针对标准控制电路的输入电阻，线47示出针对具有电流传导角π/4的根 据本发明的控制电路的输入电阻，并且线48示出针对具有电流传导角V3的根据本发明的 控制电路的输入电阻。
[0078]再次，标准PFC电路的输入电阻的线46表现得像欧姆电阻器并且穿过原点，并且线 47和48分别大约以约450V和500V的电压等级进行补偿。同样在该三相配置中，电阻值在根 据本发明的PFC电路中显著减小。
[0079]可以说PFC电路的输入电阻越低，图11和12中示出的LC电路的衰减越大。
[0080]图15至17示出以不同配置的该衰减的效果。在用于仿真的基本配置中，电网包括 其中相间电压为400Vrms且频率为50Hz的三个相位线，是对称的并且不包括中性线。仿真的 输入功率是约1500WJFC电路对应于图2中示出的PFC电路10的左部分，其中每线（L1、L2、 L2)的电网电感是2.5mH(毫亨），X-电容器(C1、CV2、C3)具有680nF(纳法）的值，并且电容器 C4具有4yF(微法）的值。水平刻度以ms示出时间并且垂直刻度以A示出电流。
[0081 ] 图15示出针对标准PFC电路（即，其中值10是0A)的线电流51。再次，标准PFC电路可 以被视为具有约195欧的电阻的纯电阻负载。在该配置中，存在两个谐振电路。它们之一包 括两倍线电感L和两个X-电容器的串联连接，从而导致其中频率为3.85kHz(千赫兹）的260μ s(微秒）的时段。另一个包括两倍线电感L和桥式整流器之后的电容器C4,从而导致其中频 率为1.12kHz的890ys的时段。在标准PFC电路的情况下，这些谐振电路都不衰减。
[0082] 进而，累积的输入电流即所有三个相位线的单个电流波形之和被示出为线52。
[0083] 图16示出针对具有电流传导角3T/4的根据本发明的PFC电路的线电流54,其中值Ιο 是约-7.9Α并且PFC电路的电阻是约51欧。
[0084] 如可以看到的，第一谐振电路的阻尼振荡(ringing)不能被衰减，如果相位不传导 电流的话，诸如例如在3-相操作期间，这是因为负载不存在。然而，由第二谐振电路造成的 阻尼振荡被衰减为某一程度。电流波形近似仅具有小的阻尼振荡的正弦。这是由于其仅在 桥式整流器的二极管正在传导的情况下发生的事实。线55再次示出针对所有三个相位的累 积的输入电流。
[0085] 图17示出针对具有电流传导角JT/3的根据本发明的PFC电路的线电流57,其中值Ιο 是约-26.6Α并且PFC电路的电阻是约18欧。
[0086] 再次，第一谐振电路的阻尼振荡不被衰减，如果相位不传导电流的话。然而，在该 情况下，由第二谐振电路造成的阻尼振荡高效地被衰减。被示出为线58的结果所得的累积 的输入电流几乎是完美的整流后的正弦波。
[0087] 发现了衰减受电流传导角影响。角越小，衰减越大。
[0088]进而，发现了，谐波甚至可以更好地被削弱，如果直接连接在桥式整流器的DC-侧 处的电容器(C4)的影响通过对电流参考信号的稍微相位偏移来补偿的话。并且此外，发现 了，电流波形的相位偏移仅是电容器值的函数。
[0089]作为总结，要注意，本发明使得能够提供一种用于生成用于电源单元的PFC电路的 电流调节器的参考信号的方法和控制电路，其中从电网汲取的电流具有减小的谐波内容并 且因此适于广功率范围。此外，本发明使得能够高效地衰减由电网阻抗结合PFC电路的电容 造成的谐振电路。
【主权项】
1. 一种用于生成用于电源单元的PFC电路的电流调节器的参考信号Iref的方法，其特征 在于，参考信号被生成为使得电源单元的输入电流的较低谐波分量的量值增大并且输入电 流的较高谐波分量的量值减小。2. 如权利要求1所述的方法，其中，参考信号Irrf被生成为具有电源单元连接到其的AC 电网的角频率'窃的正弦信号1#.，其中值Iq依赖于电流传导角ft)而生成。3. 如权利要求2所述的方法，其中，值Io依赖于电流传导角的正弦而生成，特别地生成 为负值I〇=_i*sin(脅〇)。4. 如权利要求3所述的方法，其中，为了使用具有标准量值L并且其中值Io=O的标准参 考信号爾来得到相同的电源单元的输出功率，参考信号的量值I通过依赖于由 于将值Io添加到参考信号Irrf所造成的电源单元的输出功率的改变来修改标准量值L特别 地以补偿输出功率的所述改变而生成。5. 如权利要求4所述的方法，其中，参考信号Irrf的量值I通过将其乘以因数fW来生成， 其中因数frrf优选地被确定为其中fsl和fs2是当使用标准参考信号1』寸的功率传递角，并且其中UPfl2是使用参考 信号Irrf的电源单元的功率传递角。6. 如权利要求2至5中的任一项所述的方法，其中，参考信号基于 a) 在PFC电路的桥式整流器之前 b) 在PFC电路的桥式整流器之后，或者 c) 直接在电源单元的输入处 所分接的电压来生成。7. 如权利要求2至6中的任一项所述的方法，其中，电流传导角#〇被选择为在0和V2之 间，优选地在V5和2π/5之间。8. 如权利要求2至7中的任一项所述的方法，其中，参考信号Irrf在变为负的情况下被设 定为零。9. 如权利要求2至8中的任一项所述的方法，其中，电流传导角fQ被选择为使得输入电 流在零处开始。10. 如权利要求1至9中的任一项所述的方法，其中，PFC电路的结果所得的电阻被用于 衰减由电网阻抗结合电源单元的电容特别地结合如下电容器的电容而造成的谐振电路： a) 存在于两个线导体之间或者电源的输入滤波器的中性导体和线导体之间的EMI电容 器，或者 b) 布置在PFC电路的桥式整流器的下游的电容器。11. 一种用于生成用于电源单元的PFC电路的电流调节器的参考信号的控制电路，包括 将参考信号生成为使得电源单元的输入电流的较低谐波分量的量值增大并且输入电流的 较高谐波分量的量值减小的器件。12. 如权利要求11所述的控制电路，其被适配成生成用于开关-模式电源单元的PFC电 路的电流调节器的参考信号。13. 如权利要求11至12中的任一项所述的控制电路，其被适配成将参考信号Iref生成为 具有电源单元连接到其的AC电网的角频率想的正弦信号k·、M+14. 如权利要求13所述的控制电路，其被适配成依赖于电流传导角f〇的正弦来生成值 1〇,特别地生成为负值I〇=-I*sin(#〇)。
【文档编号】H02M1/12GK105932870SQ201610106242
【公开日】2016年9月7日
【申请日】2016年2月26日
【发明人】C.克朗霍尔兹
【申请人】Det 国际控股有限公司