专利名称：检测偏振模式色散的装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种如权利要求1的前序部分所述的、用于检测光数据信号的偏振模式色散的装置。
在光传输技术中采用长的光波导传输线路。出于制造的原因，光波导并不是完全各向同性的，而是微弱双折射的。由于长的传输线路而会产生与频率有关的偏振变换，也即偏振模式色散或偏振色散，简称PMD。通过作为光频率的函数形式的光信号偏振变化和-与此相联系的-同频率有关的不同时延，这种偏振变换将会导致发送脉冲的放宽，由此在接收侧降低脉冲的可识别性，并且因此限制了所传输的数据速率。在光频率变化时一阶近似地不变的那两个互相正交的偏振被称作为″主偏振状态″，以下称为PSP或主偏振。在维持偏振的光波导中，主偏振与主轴重合，也即是水平和垂直的。但是，主偏振通常是任意正交的椭圆偏振对。主偏振拥有不同的群时延，群时延的差称为″差分群时延″，以下称为DGD或差分群时延。如果利用一种主偏振来传输光信号，则一阶近似地不产生脉冲放宽。如果利用如下的偏振来传输光信号，即当按所述的两个主偏振进行划分时该偏振在那里对应于相等的功率份额，则将导致最大的脉冲放宽，这是因为时延差别大小为DGD的两个等强脉冲会叠加。如果作为光频率函数的主偏振有变化，那么当在输入侧采用对应于某个频率的主偏振时，作为频率函数的输出偏振却将仍然产生变化，但恰好是高于一阶地变化。人们称这为高阶PMD。一般都会出现高阶PMD，但一阶的PMG因其影响起着主导的作用，由此必须优先补偿它。
变得更困难的是，由于温度变化或机械应力的缘故，线路的传输性能和由此还有PMD均将发生变化。因此采用一些插入在传输路径中的自适应PMD补偿器。为了控制这些PMD补偿器，必须在光接收机中检测PMD失真。然后可以例如用梯度算法来最佳地调节该补偿器。
在电子通讯17，1994年2月，第30卷，第4号，第348至349页中，采用了一种用于滤波要检测其PMD的数据信号的带通滤波器。滤波器输出端上的功率检测器提供一种信号，PMD失真越小，这种信号则越强。在电子通讯34(1998)23，第2258至2259页中，采用了具有所连接的功率检测器的多个带通滤波器组合，在此情况下也可以采用信号的线性组合来代替单个信号。利用不同中心频率的带通滤波器，还可以同时检测更多的、譬如超出一个信号比特延时的PMD失真。但是带通滤波器很难适合于例如在Si或SiGe中进行单片集成。此外，带通滤波器中的不可避免的群时延失真将会导致不能进行最佳的PMD检测，并因此可能失真。
在OEC会议纪要94，14e-12，第258至259页，Makuhari博览会，日本1994年中，采用了另外一种方法，在此方法中分析判定器输出端和判定器输入端之间的差信号的功率。然而，尤其在DGD超出比特延时的强烈PMD失真情况下，可能导致错误的判定，以至于在该情况下所获得的信号对于是否存在PMD失真是一种不合适的判据。
本发明的任务在于，提供一种也能用于较大的差分群时延值的可靠检测器，它可以以简单的方式集成，而且，与带通滤波器不同的是，这种检测器不会屈从于因群时延失真而带来的固有失真。
通过如按权利要求1所述的用于检测偏振模式色散的装置来解决此任务。
在从属权利要求中说明了本发明的优选改进方案。
按本发明采用了″异或″门(EXOR)或乘法器，借助该″异或″门(EXOR)或乘法器来确定存在于光接收机的电气部分中的基带信号的自相关函数的主要部分。本发明的特别的优点在于，可以以简单的方式单片地集成″异或″门。
利用通过时延线路所分开的″异或″门来得出在不同时间延迟时的自相关函数值。
在一种有利的实施例中，采用了应在相反方向上穿过的两个时延线路，这些时延线路可以以特别节省位置的方式实现，并且还至少近似地补偿了线路损耗。
借助附图来讲述本发明的实施例。
图1示出了用于PMD检测的、并补充有PMD补偿器和其它部件的本发明装置，图2示出了采样不好和较好的自相关函数，图3示出了PMD检测装置的另一实施例，图4示出了时延线路的一种变型，
图5示出了时延线路的一种其它的变型，和图6示出了连接到调节器上的一种再生器。
图1展示了光PMD补偿的一种系统。它拥有一个光输入端IN和一个光输出端OUT。来自输入端IN的光波OS首先通过可调节的光PMD补偿器PMDC，然后通过功率分配器LT。功率分配器的一个输出端形成系统的光输出端OUT，另一个输出端控制光电二极管PD。在放大器V中的电气放大之后将基带信号BB输送给电功率分配器LTE。
电功率分配器LTE的输出被引至两个抽头的时延线路LZ1，LZ2。时延线路的末端按照波阻抗配备了终端电阻R1，R2。将线路LZ1的一个抽头A1j(j＝1...n)分别引至″异或″门EX j(j＝1...n)的一个输入端，将线路LZ2的一个抽头A2j(j＝1...n)分别引至″异或″门EX j(j＝1...n)的另一个输入端。
所有任意另外的乘法器电路也适合于代替″异或″门。吉伯乘法器特别适合作为″异或″门/乘法器。例如在电子通讯，1991年8月15，27卷，第17号，第1529至1532页中，也就是在那里的图3中描述了在这里具有场效应晶体管的一种合适电路。
在一个线路(LZ1)上按上升的下标j，在另一个线路(LZ2)上按下降的下标排列抽头。这将导致″异或″门EXj输入端上的信号之间的时延差随着上升的下标j而单调地变化。如果一个线路的所有相邻抽头之间的线路长度相等大，则产生等距的、按下标j单调变化的时延差。低通滤波器LPj(j＝1...n)分别连接到″异或″门EXj的输出端上。可用于平均值计算的其它电路也适合于代替低通滤波器，例如在预定的时延上进行积分的积分器。这样的电路也被称为″积分与转储″电路。低通滤波器的输出信号给出了电信号BB的自相关函数的、在不同时延差时所测得的值。
为了补偿抽头A1j，A2j上的损耗、抑制时延线路LZ1，LZ2上的多重反射、以及达到给定范围内的较大信号时延，可以将缓冲放大器V1j，V2j(j＝1...n)插入到所述的时延线路LZ1，LZ2中。但它们并不是绝对必要的。
由于具有差分输入和推挽输出的对称电路技术能提供大量的优点，所以将这种电路技术应用在这里也是有利的。例如可以对称地设计放大器V、功率分配器LTE、时延线路LZ1，LZ2、缓冲放大器V1k，V2k、抽头A1j，A2j、终端电阻R1，R2、″异或″门EXj和低通滤波器LPj。在上文最后所提及的参考文献中讲述了怎样针对譬如″异或″门来实现这一点。
″异或″门Exj、至少一些包括抽头A1j，A2j及终端电阻R1，R2的时延线路LZ1，LZ2的部分、以及如果存在的话还有缓冲放大器V1k，V2k等一起形成一个自相关单元AKE。此自相关单元AKE例如也可能包括时延线路LZ1，LZ2的其余部分、电功率分配器LTE和放大器V。在半导体芯片上，例如在SiGe、GaAS或InP中可以节省位置地单片集成一个自相关单元AKE1。
实际上是由于抽头而产生时延线路LZ1，LZ2上的损耗。然而，由于所有″异或″门的输入信号一共是穿过相同多的抽头，也即在线路LZ1上所穿过的抽头与在线路LZ2上所穿过的抽头相加之后是相等的，并且通过合适的设计使所述的输入信号一共也穿过相等长的线路段，所以这些输入信号所经受的衰减系数的乘积是常数。这在缺少缓冲放大器V1k，V2k的情况下也适用。这便有利地导致了具有至少近似相同的比例系数的不同″异或″门EXj的输出信号将会与所述自相关函数的对应于各自延迟的值成比例。
在图1的实施例中，从电功率分配器LTE的输出端到抽头A11和A21之间的信号时延是相等的。以此方式在低通滤波器LP1的输出端上得出在延迟为零时的基带信号BB的自相关函数值AKF1。信号时延在相邻抽头点A1k和A1(k+1)(k＝1...n-1)之间是等同的，并且拥有值DT1。信号时延在各自相邻抽头点A2(k+1)和A2k(k＝1...n-1)之间是等同的，并且拥有值DT2。由于时延线路LZ1，LZ2在″异或″门的范围内是以相反的方向穿过，所以在其余低通滤波器LP2...LPn的输出端上分别得出在延迟为DT，2*DT，...，(n-1)*DT时的基带信号BB的自相关函数值AKF2，AKF3，...AKFn，在此情况下适用DT＝DT1+DT2。为了使芯片面积最小化，选择DT1＝DT2是有利的。此外，选择DT等于或短于基带信号BB的一个符号时延T是有利的。在大多所采用的二进制信号的情况下，一个符号时延等于一个比特时延。由于实数信号的自相关函数正好拥有对称性，所以可以取消具有相反延迟的自相关函数值的测量。可能的话，最大的延迟(n-1)*DT应至少等于光传输线路中因PMD所引起的差分群时延同由PMD补偿器PMDC所产生的差分群时延的总和。
低通滤波器LPj的输出被引至调节器R。此处也就是用值AKF1...AKFn进行采样的自相关函数AKF。如果存在PMD而且不校正，则值AKF1会小于最大可能的值，并且，即使值AKF2...AKFn对应于大于基带信号的符号时延T的延迟DT...(n-1)*DT，这些值AKF2...AKFn也是不同于零的。图2展示了这种不良的自相关函数AKFBAD。仅展示了自相关函数的一半，因为此自相关函数恰好是对称的，以至于另外一半的测量是不必要的。
调节器R如此地调节PMD补偿器PMDC的控制信号SPMDC，使得自相关函数至少近似地等于未失真的基带信号的自相关函数。在NRZ信号的情况下，这是一种以延迟零为中心的三角脉冲，此三角脉冲在一个比特时延T的延迟时达到值零，并且相对于较大的延迟保持不变。图2也展示了一种这样良好的自相关函数AKFGOOD。在此情况下值AKF1是最大的，并且当延迟DT...(n-1)*DT至少象基带信号的符号时延T那样大时，值AKF2...AKFn则至少近似地等于零。在图2中这适用于值2*DT...(n-1)*DT。在此情况下使PMD理想地得到校正。因此在光输出端OUT上出现一种被理想校正的光信号。
也可以取消光功率分配器LT，以至于PMD补偿器PMDC在输出侧直接与光电二极管PD连接。在此情况下正如图1中所示的那样，电功率分配器LTE应具有另外一个电输出端LTEOR。在此电输出端LTEOR上连接一个电数据再生器(所谓的3R再生器)REG。在它的输出端OD上提供有一个再生的数据信号，该数据信号至少近似地没有因PMD而带来的比特差错。
图3展示了PMD检测装置的另外一个实施例。在这里展示的仅仅是图1的自相关单元AKE和功率分配器LTE。在图3中，沿″异或″门的时延线路LZ1，LZ2的信号流方向不象图1中那样是相反的，而是同向的。从终端电阻R2的相反布置和缓冲放大器V2j的反向取向也可以看出这一点。如图1中那样，缓冲放大器不是绝对必要的，或者可以例如仅设置在有些位置上。
时间延迟DT1在图3中是同样象图1中那样规定的。信号时延在图3的各自相邻的抽头点A2k和A2(k+1)(k＝1...n-1)之间是等同的，并且拥有值DT3。因此，在相继的相关器输入端之间的时延差是0，DT，2*DT...(n-1)*DT，其中DT在这里拥有值DT＝DT1-DT3。为了达到不同的DT1，DT3，设置了迂回线路Um(m＝2...n)。
也可以采用多个不同长度的时延线路LZ1j，LZ2j(j＝1...n)来代替被抽头的时延线路LZ1，LZ2。功率分配器LTE为此必须相应地具有许多输出端。图4中描绘了n＝4的一个合适实施例。时延线路LZ1j，LZ2j终止在那些与″异或″门输入端相连接的、且在图1和2中曾是抽头点的点A1j，A2j上。点对(A11，A21)，(A12，A22)，(A13，A23)，(A14，A24)之间的时延差是具有DT＝DT1+DT2的0，DT，2*DT或3*DT。
图5中展示了仅具有一个时延线路LZ1的实施例的一部分。与各一个″异或″门输入端相连接的点A1j是沿时延线路LZ1排列的。与各一个另外的″异或″门输入端相连接的点A2j全部重合，并且与点A11是等同的。以此方式实现″异或″门输入端之间的时延差0，DT，2*DT...(n-1)*DT。
为了实现最佳低的比特差错率，优选地使调节器R可以达到此比特差错率的一个尺度。当设置了一个电再生器REG时，这便能以简单的方式实现。因此，即便在设有功率分配器LT和被校光信号的光输出端OUT的情况下，设置再生器REG也可能是合理的。在图6中展示了再生器REG。时钟恢复一般是必要的，但此处为清晰起见而未画入。在也是D触发器DFF输出端的输出端OD上出现再生的数据信号DS，在输入侧将基带信号BB输送给此D触发器DFF。将基带信号同样输送给一个第二判定器(D触发器)DFF2。在此实施例中，该判定器的阈值可以由调节装置EG调节成如此的大小，使得当第一判定器DFF还输出基本上无差错的数据信号DS时，此第二判定器已经提供有差错的数据辅助信号DH。在″异或″门EXOR中互相比较输出信号，并且将如此获得的差错信号FS同样输送给用于控制PMD补偿器PMDC的调节器R。通过偏移具有调节装置EG的第二判定器的阈值，不断地针对信息质量在可达到的比特差错率方面是如何好而推导出一种尺度，其中，由调节器R经过控制信号ST2控制所述的调节装置EG。当从最佳值偏移阈值时，数据辅助信号的差错率越小，信号质量则越好。大致来讲，延迟为零时的自相关函数AKF1的最大值以及延迟大于一个符号时延T的自相关函数的零值也将产生最小的比特差错率。相反，在采用差错信号FS时将得出一种更准确的评价，这种评价会导致判定器DFF的比特差错率较低。但是，由于数据辅助信号DH偏离数据信号DS是随机地出现的，所以差错信号FS需要比较长的测量时间或求平均值时间，以便获得特别好的信噪比和因此最佳的补偿。借助第二判定器所获得的附加信息被用来自适应地修改调节器R的调节算法，此调节器R借助于自相关函数测量值AKF1，AKF2...AKFn来执行PMD补偿器PMDC的调节。例如轻微负的值AKF3可能比零值更为有利。这种自适应的运行方式显得特别有利，以便能容忍元件的参数差异、温度波动、非线性效应的出现等等。这些实施形式的巨大优点在于，利用所测量的自相关函数值已经可以实现一种迅速的PMD补偿，并且给滤波器传递函数的微调和调节提供了足够的时间。
然而，尤其在不依赖于PMD补偿器PMDC的迅速调节的情况下，也可以仅采用一个差错信号FS。此时可以取消电功率分配器LTE、自相关单元AKE和低通滤波器LPj。
权利要求
1.通过分析电基带信号(BB)来检测光数据信号(OS)的偏振模式色散的装置，其特征在于，设置了至少一个乘法器(EXj；j＝1...n)，此乘法器(EXj；j＝1...n)通过将所述基带信号(BB)的值与所述基带信号的一个必要时被延迟的值相乘、然后再在求平均装置(LPj；j＝1...n)中求平均值来计算该基带信号(BB)的自相关函数(AKF)的值(AKFj；j＝1...n)。
2.按权利要求1的装置，其特征在于，设置了具有抽头(A1j，A2j；j＝1...n)的时延线路(LZ1，LZ2)，使得具有不同延迟(0，DT，2*DT，...(n-1)*DT)的抽头(A1j或A2j)分别与乘法器(EXj)的输入端相连接。
3.按权利要求2的装置，其特征在于，设置了两个时延线路(LZ1，LZ2)，在它们通过乘法器(EXj)的输入端而呈现互相配合的范围内，所述的基带信号(BB)以相反的方向穿过这些时延线路(LZ1，LZ2)，使得在相邻乘法器(EXk和EX(k+1)；k＝1...n-1)之间出现的延迟(DT1，DT2)相加成为这些乘法器之间的延迟差(DT＝DT1+DT2)。
4.按权利要求2的装置，其特征在于，设置了两个时延线路(LZ1，LZ2)，在它们通过乘法器(EXj)的输入端而呈现一种配合的范围内，以相同的方向穿过这些时延线路(LZ1，LZ2)，使得在相邻乘法器(EXk和EX(k+1)；k＝1...n-1)之间出现的延迟(DT1，DT3)相减成为这些乘法器之间的延迟差(DT＝DT1-DT3)。
5.按权利要求1的装置，其特征在于，设置了多个不同长度的时延线路(LZ1j；LZ2j；j＝1...n)，在这些时延线路的末端(A1j；A2j；j＝1...n)上连接了乘法器(EXj)的输入端。
6.按权利要求2至5之一的装置，其特征在于，在时延线路(LZ1，LZ2，LZ1j，LZ2j；j＝1...n)中设置了一个迂回线路(Um；m＝2...n)或一个缓冲放大器(V1j，V2j；j＝1...n)。
7.按权利要求2至6之一的装置，其特征在于，出现的延迟(0，DT，2*DT，...(n-1)*DT)是以恒定的延迟差(DT)而等距的。
8.按权利要求2至7之一的装置，其特征在于，一个延迟差(DT)至少近似地等于所述基带信号(BB)的符号时延(T)。
9.按以上权利要求之一的装置，其特征在于，设置了用于控制PMD补偿器(PMDC)的调节器(R)。
10.按权利要求9的装置，其特征在于，所述的调节器(R)使所述自相关函数的未被延迟的值(AKF1)至少近似地最大化，并且将所述自相关函数的、被延迟至少一个符号时延(T)的值(AKF2，AKF3...AKFn)至少近似地调节到零值。
11.按以上权利要求之一的装置，其特征在于，设置了一种测量装置(EG；DFF2；EXOR)，用于测量在接收信号被有意恶化或第二判定器级(DFF2)的阈值已变化时的比特差错率，所述第二判定器级(DFF2)的差错信号(FS)通过调节器(R)来控制PMD补偿器(PMDC)。
12.按权利要求11的装置，其特征在于，另外还利用所述的调节器(R)来自适应地调节所述自相关函数(AKFj；j＝1...n)的需寻求的值。
13.按以上权利要求之一的装置，其特征在于，所述的乘法器(EXj)是一种″异或″门或一种吉伯乘法器。
全文摘要
用于检测光数据信号(OS)的偏振模式色散的装置,此装置具有至少一个“异或”门(EX j;j=1...n)及求平均装置(LPj;j=1...n),用于测量因偏振模式色散而失真的基带信号(BB)的自相关函数的至少一个值(AKFj;j=1...n)。
文档编号H04B10/2507GK1359568SQ00809702
公开日2002年7月17日 申请日期2000年4月14日 优先权日1999年6月28日
发明者R·诺埃 申请人:西门子公司