专利名称：干扰抵消接收机中部分干扰抵消权值的一种获取方法
技术领域：
本发明属于电子技术领域，特别设计无线通信技术。
背景技术：
码分多址(CDMA)通信系统是一个干扰受限的系统，多址干扰(Multi-AccessInterference，MAI)是系统中的主要干扰之一，为了改善系统性能和提高系统容量，消除多址干扰显得非常重要。多址干扰的消除方法之一多用户检测(Multi-User Detection)技术，其实现方法很多，大致可分为线性和非线性两种。非线性多用户检测器中的干扰抵消(Interference Cancellation)类多用户检测方法的性能基本上取决于再造多址干扰(MAI)的准确度。但现实系统中再造出准确的多址干扰是十分困难的，在这种情况下，为了避免把本来不属于多址干扰的信息从接收信号中减去，可以采用部分干扰抵消的方法来消除多址干扰，即对再造的多址干扰乘以一个小于1的加权系数，只从接收信号中减去部分多址干扰。这样，并行干扰抵消(Parallel Interference Cancellation，简记PIC)和串行干扰抵消(Successive Interference Cancellation，简记SIC)检测器相应地成为部分并行干扰抵消(Partial Parallel Interference Cancellation，简记PPIC)和部分串行干扰抵消(Partial Successive Interference Cancellation，简记PSIC)检测器，也称为加权并行干扰抵消(Weighted Parallel Interference Cancellation)和加权串行干扰抵消(WeightedSuccessive Interference Cancellation)。一般来说，部分干扰抵消接收机的性能在很大程度上受到干扰抵消加权因子，即权值的制约。因此，适当选取部分干扰抵消权值有利于改善干扰抵消类检测器的性能。
由于实际系统中，扩频码本身以及信道特征的随机性造成彼此间的相关值不为零，使不同用户间相互干扰，这就是多址干扰。串行干扰抵消类和并行干扰抵消类多用户检测技术能够有效地消除多址干扰，串行干扰抵消器的基本原理是首先在接收端对各用户信号功率按从大到小进行排序，先解调出最强信号功率的用户，然后从总的接收信号中减去由解调信号重构出的最强信号功率用户的接收信号，这样就减弱了最强的多址干扰分量对其它用户的影响，接下来对信号功率次强的用户进行处理，每个用户只抵消一次，每一级只对一个用户作出判决和干扰抵消。如图3所示，接收信号经过匹配滤波器18、判决19、再利用信道估计21、重扩频23，最后再减去重扩频信号24，这样就抵消了该用户的多址干扰。与串行干扰抵消器相比，并行干扰抵消器在每一级估计并消除所有用户的多址干扰分量，如图4所示，即用各匹配滤波器的输出作为各个用户的首次估计值信号，再用首次估值信号经过判决，幅度估计25和重扩频26重构出接收信号，然后从总的接收信号中减去28～29所有干扰用户的干扰信号，再将它们送入第二级匹配滤波器31，经过判决32～34得到各用户信息比特新得估计值。从串行干扰抵消器和并行干扰抵消器的原理可以看出，能否有效地消除多址干扰依赖再造多址干扰的准确度。
在多径传播环境下，每一个用户的信号沿着多条不同的传播路径到达接收机，由于不同路径的信号时延不同，因而它们到达接收端时的相位也不同，这些不同相位的信号互相叠加，即产生多径衰落，CDMA系统中采用Rake接收技术来减轻或消除多径衰落。同时，在CDMA系统中，这些多径信号之间还产生相互干扰，这些干扰也影响了系统性能，因此必须消除这些干扰，提高系统性能。对于干扰抵消类检测器，无论是SIC还是PIC，其性能基本上取决于再造多址干扰(MAI)的准确度，而MAI再造的准确度在很大程度上取决于初始级(采用多级干扰抵消时称前一级)Rake接收判决的可靠度和相应各径的信道估计的准确度。干扰抵消接收机通常先进行Rake接收再进行多用户检测(或干扰抵消)，然后进行Rake合并，这是由于Rake接收技术可以有效利用多径信号来改善信号接收性能，使用于再造干扰的接收数据较为可靠。在判决可靠的情况下，再造干扰需要利用信道估计的值，其准确度则取决于信道估计的准确度。但是，无论采用哪种信道估计方法，信道估计完全准确是十分困难的，因此采用部分干扰抵消方法来提高系统性能。而目前部分干扰抵消权值采用选取定值或通过自适应方法获得，选取定值的方法在信道估计误差较大时性能较差，而采用自适应方法则存在算法复杂度较大或收敛速度慢的缺点。
发明内容
本发明的任务是从实际的多径信道环境出发，给出一种获得干扰抵消权值的简单计算方法或获取方法，改善干扰抵消类多用户检测器的性能。
下面结合
本发明获取干扰抵消权值的方法。发送信号经过无线信道后，经天线1、接收机前端2、射频解调4，5、带通滤波6、取样8和A/D变换9后送入基带处理单元，如图1所示，然后进行多用户检测15、解交织16和信道译码17，如图2所示。两种典型的干扰抵消检测器串行干扰抵消(SIC)和并行干扰抵消(PIC)分别如图3和4所示，但在多径衰落信道环境下，捕获到的各径信号分别进行相关检测35、Rake合并处理36、判决后需要对每径再造干扰40，如图5所示。由于每径的相位、幅度是不同的，因此需要利用信道估计的值。而部分干扰抵消接收机中，如图6所示，在进行再造干扰时，乘上一个权值来进行部分干扰抵消，而权值是由确定权值算法42获得。本发明给出正是确定权值的算法42，如下面分析所得。
由上面所述可知，再造多址干扰的准确度受到每个用户每一条径信道估计的输出值，即信道估计的幅度和相位的影响。因此可以定义权值的获得算法α＝f(β，θ) (1)当不考虑θ时，有α＝f(β) (2)当不考虑β时，有α＝f(θ) (3)其中α表示要求得到的部分干扰抵消权值，它是β和θ两者或两者中任一变量的函数，β表示信道估计幅度或不同的几个时刻信道估计的幅度的变化量，θ表示不同的几个时刻信道估计的相位的变化量，f(·)表示为一种的函数关系，其函数特性如下1.信道估计的输出对应的幅度越大，映射为部分干扰抵消权值较大；信道估计的输出对应的幅度越小，映射为部分干扰抵消权值较小。
2.信道估计的输出对应的相位值与前一时刻信道估计的相位值相比变化较大时，部分干扰抵消权值较小，信道估计的输出对应的相位值与前一时刻信道估计的相位值相比变化较小时，部分干扰抵消权值较大。
3.信道估计的幅度输出，在不同几个时刻的变化量越大，映射为部分干扰抵消权值较小；信道估计的输出，在不同几个时刻的变化量越小，映射为部分干扰抵消权值较大。
4.信道估计的输出对应的相位值与前几个时刻信道估计的相位值相比变化较大时，部分干扰抵消权值较小；信道估计的输出对应的相位值与前几个时刻信道估计的相位值相比变化较小时，部分干扰抵消权值较大。
5.计算信道估计两时刻相位差是为了确定前后两时刻信道特征的变化量。部分干扰抵消权值是前后两时刻信道特征的变化量的函数。
6.计算信道估计多个时刻相位差是为了确定前后几个时刻信道特征的变化量。部分干扰抵消权值是前后几个时刻信道特征的变化量的函数。
7.信道估计的输出之一，即幅度值的大小，是部分干扰抵消权值的函数。幅度值越大，部分干扰抵消权值越大，反之则越小。
8.信道估计的输出的相位，当前时刻的相位及前一时刻或前几个时刻相位的变化量，是部分干扰抵消权值的函数。变化的越大，部分干扰抵消权值越小，反之则越大。
本发明的实质是利用上述的信道估计的幅度和相位与部分干扰抵消权值的函数关系，得到获得部分干扰抵消权值的方法。
图1是通信系统接收机前端其中，1是天线，2是前端RF滤波器，3是放大器，4是相干器，5是本地振荡器，6是带通滤波，7是射频放大器，8是自动增益控制，9是模数转换器，10是相干器，11是相干器，12是滤波器，13是振荡器，14是滤波器。
图2是接收机基带处理单元其中，15是多用户检测器，16是解交织器，17是信道译码器。
图3是串行干扰抵消器第一级结构框图其中，18是匹配滤波器，19是判决器，20是延迟器，21是信道估计器，22是乘法器，23是乘法器，24是加法器。r(t)是接收信号，r(t-Tb)是延时Tb的接收信号，g1(t-τ1-Tb)是扩频信号，(t-Tb)是再造干扰信号，r1(t)是抵消用户1干扰的残余信号。
图4是并行干扰抵消器第一级结构框图其中，25是幅度估计器，26是扩频单元，27是部分求和单元，28～30是加法器，31是匹配滤波器组，32～34是判决器，r(t-Tb)是接收信号，1(0)～k(0)是k个用户的初始估计信号，A1(t-Tb)～Ak(t-Tb)是k个用户的幅度估计信号，s1(t-τ1-Tb)～sk(t-τ1-Tb)是k个用户的扩频信号，u^1(t-Tb)~u^k(t-Tb)]]>是k个用户的再造干扰信号，Σi≠1u^i(t-Tb)]]>是除去用户1的k-1个用户的再造干扰信号的和， 是除去用户2的k-1个用户的再造干扰信号的和， 是除去用户k的k-1个用户的再造干扰信号的和， 是抵消干扰信号 的残余信号， 是抵消干扰信号 的残余信号， 是抵消干扰信号 的残余信号，1(1)～k(1)是k个用户的新估计值。
图5是现有技术多径衰落信道下无干扰抵消权值模块的匹配滤波与干扰再造结构框图其中，35～37是L条径的匹配滤波器组，38是RAKE接收机，39是判决器，40是干扰再造单元，41是L条径合并单元，MF匹配滤波器(Match Filter)，A&T捕获与跟踪(Acquistion and Tracking)，PSACE导频符号辅助的信道估计(Pilot Assisted ChannelEstimation)，Re-spread重扩频。
图6是本发明多径衰落信道下有干扰抵消权值模块的匹配滤波和干扰再造结构框图其中，42是确定权值算法模块，该算法模块是按照本发明提供的获取干扰抵消权值方法实现的。
具体实施例方式根据上面函数特性，下面给出几个具体的函数f(·)表达式，当然f(·)还可以有其它表达方法。
1.当函数表达式为(1)时，干扰抵消权值算法表达式如下可得设系统中用户数为K，每个用户有L条径，用户i的第j条径信号的信道估计值表示为 其中|Ai，j|为估计幅度值，i，j为信道估计的相位值，由于信道估计值也可以用复数表示，即为a+bj，其中a为信道估计的实部，b为信道估计的虚部，那么φi,j=arctg-1(ba).]]>因此可用下面(4)～(7)式计算用户i的第j条径信道估计幅度或幅度的变化量βi，j，即βi,j=|Ai,j||Ai,j|+C1KAaver---(4)]]>βi,j=|Ai,j|2|Ai,j|2+C2KPaver---(5)]]>βi,j=K|Ai,j|Σi=1KΣj=1L|Ai,j|---(6)]]>βi,j=K|Ai,j|2Σi=1KΣj=1L|Ai,j|2---(7)]]>在实施中，(4)式中Aaver为该小区内全部用户的最强径信号幅度的平均值，C1为常数，可以选取为1.2553；(5)式中Paver则为该小区内全部用户的最强径信号功率的平均值，C2为常数，可以选取为1.571。该方法考虑了对不同功率的用户分配不同的干扰抵消权值，因此可以应用于多速率CDMA系统。
假设用于信道估计的时刻数n，第一时刻内的信道估计平均值是 第n个时刻的信道估计平均值是 它们之间的相位差为n-1。现在考察cos(n-1)和cos2(n-1)，在相位差|φn-φ1|≤π2]]>时，它们均是相位差的减函数，它们的变化趋势与信道估计准确度随相位差n-1的变化趋势正好是一致的，于是可以用此函数确定干扰抵消权值中相位差的变化量；在相位差π2<|φn-φ1|≤π]]>时，两个时刻相位值相比变化很大，由f(·)的函数特征可知，θ应很小，可以取为0。则θ表示为 根据前面的计算权值公式的函数表达式，当|φn-φ1|≤π2]]>时，可以得到如下八个计算干扰抵消权值的数学表达式αi,j=|Ai,j||Ai,j|+C1KAavercos(φi,j,1-φi,j,n)---(10)]]>αi,j=|Ai,j||Ai,j|+C1KAavercos2(φi,j,1-φi,j,n)---(11)]]>αi,j=|Ai,j|2|Ai,j|2+C2KPavercos(φi,j,1-φi,j,n)---(12)]]>αi,j=|Ai,j||Ai,j|2+C2KPavercos2(φi,j,1-φi,j,n)---(13)]]>αi,j=K|Ai,j|Σi=1KΣj=1L|Ai,j|cos(φi,j,1-φi,j,n)---(14)]]>αi,j=K|Ai,j|Σi=1KΣj=1L|Ai,j|cos2(φi,j,1-φi,j,n)---(15)]]>αi,j=K|Ai,j|2Σi=1KΣj=1L|Ai,j|2cos(φi,j,1-φi,j,n)---(16)]]>αi,j=K|Ai,j|2Σi=1KΣj=1L|Ai,j|2cos2(φi,j,1-φi,j,n)---(17)]]>当(φn-φ1)∉{-π2,π2}]]>时αi,j=0;(φn-φ1)∉{-π2,π2}---(18)]]>其中，αi，j表示用户i的第j条径的权值，i，j，n表示用户i的第j条径时刻n的相位值。
2.当函数表达式为(2)时，干扰抵消权值算法表达式如下可得αi,j=|Ai,j||Ai,j|+C1KAaver---(19)]]>αi,j=|Ai,j|2|Ai,j|2+C2KPaver---(20)]]>αi,j=K|Ai,j|Σi=1KΣj=1L|Ai,j|---(21)]]>αi,j=K|Ai,j|2Σi=1KΣj=1L|Ai,j|2---(22)]]>其中，αi，j表示用户i的第j条径的权值。3.当函数表达式为(3)时，干扰抵消权值算法表达式如下可得 其中，αi，j表示用户i的第j条径的权值。
综上所述可知，本发明考虑了实际无线环境下，将影响干扰抵消类多用户检测器性能的几个重要因素(信道估计的幅度和相位)结合起来，选取部分干扰抵消的权值，从而提高再造多址干扰的准确度，改善了干扰抵消类检测器的系统性能。
权利要求
1.一种干扰抵消接收机中部分干扰抵消权值的获取方法，其特征是多址干扰抵消接收机中的部分干扰抵消权值对应于每个用户每一条径信道估计的幅度及相位输出值，表述为干扰抵消权值α是β和θ两者或两者中任一变量的函数，即α＝f(β，θ) (1)其具体函数特性是(1)信道估计的输出对应的幅度越大，映射为部分干扰抵消权值较大；信道估计的输出对应的幅度越小，映射为部分干扰抵消权值较小；(2)信道估计的输出对应的相位值与前一时刻信道估计的相位值相比变化较大时，部分干扰抵消权值较小，信道估计的输出对应的相位值与前一时刻信道估计的相位值相比变化较小时，部分干扰抵消权值较大；(3)信道估计的输出，在不同几个时刻的变化量越大，映射为部分干扰抵消权值较小；信道估计的输出，在不同几个时刻的变化量越小，映射为部分干扰抵消权值较大；(4)信道估计的输出对应的相位值与前几个时刻信道估计的相位值相比变化较大时，部分干扰抵消权值较小；信道估计的输出对应的相位值与前几个时刻信道估计的相位值相比变化较小时，部分干扰抵消权值较大。
2.根据权利要求1所述的一种干扰抵消接收机中部分干扰抵消权值的获取方法，其特征是考虑到β、θ均对α的影响，当|φn-φ1|≤π2]]>时，我们可以得到以下八种获取干扰抵消权值的方法αi,j=|Ai,j||Ai,j|+C1KAavercos(φi,j,1-φi,j,n)---(10)]]>αi,j=|Ai,j||Ai,j|+C1KAavercos2(φi,j,1-φi,j,n)---(11)]]>αi,j=|Ai,j|2|Ai,j|2+C2KPavercos(φi,j,1-φi,j,n)---(12)]]>αi,j=|Ai,j|2|Ai,j|2+C2KPavercos2(φi,j,1-φi,j,n)---(13)]]>αi,j=K|Ai,j|Σi=1KΣj=1L|Ai,j|cos(φi,j,1-φi,j,n)---(14)]]>αi,j=K|Ai,j|Σi=1KΣj=1L|Ai,j|cos2(φi,j,1-φi,j,n)---(15)]]>αi,j=K|Ai,j|2Σi=1KΣj=1L|Ai,j|2cos(φi,j,1-φi,j,n)---(16)]]>αi,j=K|Ai,j|2Σi=1KΣj=1L|Ai,j|2cos2(φi,j,1-φi,j,n)---(17)]]>当(φn-φ1)∉{-π2,π2}]]>时，我们得到αi,j=0;(φn-φ1)∉{-π2,π2}---(18)]]>
3.根据权利要求1所述的一种干扰抵消接收机中部分干扰抵消权值的获取方法，其特征是当不考虑θ时，我们可以得到以下四种获取干扰抵消权值的方法αi,j=|Ai,j||Ai,j|+C1KAaver---(19)]]>αi,j=|Ai,j|2|Ai,j|2+C2KPaver---(20)]]>αi,j=K|Ai,j|Σi=1KΣj=1L|Ai,j|---(21)]]>αi,j=K|Ai,j|2Σi=1KΣj=1L|Ai,j|2---(22)]]>
4.根据权利要求1所述的一种干扰抵消接收机中部分干扰抵消权值的获取方法，其特征是当不考虑β时，我们可以得到以下二种获取干扰抵消权值的方法
5.根据权利要求1所述的一种干扰抵消接收机中部分干扰抵消权值的获取方法，其特征是所述的干扰抵消接收机中部分干扰抵消权值的获取方法可以用于干扰抵消CDMA接收机。
全文摘要
本发明提供了一种部分干扰抵消权值的获得方法。在采用干扰抵消类多用户检测的CDMA通信系统中，干扰抵消类CDMA接收机的性能受到再造多址干扰的准确性的制约，而再造多址干扰的准确度主要受Rake接收判决的可靠度和信道估计的准确度的影响。在一定的Rake接收判决的可靠度和信道估计的准确度的条件下，本发明利用信道估计的幅度和相位与部分干扰抵消权值之间的函数关系，得到获得部分干扰抵消权值的方法，从而改善干扰抵消类多用户检测器的性能。
文档编号H04B1/16GK1406011SQ01108709
公开日2003年3月26日 申请日期2001年8月8日 优先权日2001年8月8日
发明者唐友喜, 李少谦, 胡成华, 陈继明 申请人:电子科技大学