信道估计装置及信道估计方法

专利名称：信道估计装置及信道估计方法
技术领域：
本发明涉及数字无线通信系统、特别是CDMA(Code Division MultipleAccess，码分多址)方式中使用的信道估计装置及信道估计方法。
背景技术：
在无线通信中，基站和通信终端拥有独立的时钟振荡器。一般，基站具有高精度(0.1ppm以下)的振荡器，而通信终端由于考虑到成本、尺寸、功耗等，具有几ppm左右精度的振荡器。
例如，在通信终端中，在载频为2GHz的情况下，发生2kHz(精度为1ppm时)以上的频率偏差，这样则难以进行接收。因此，通常通信终端具有根据下行线路的接收信号来控制时钟频率偏差的功能、即AFC(Automatic FrequencyControl，自动频率控制)。
在数字无线通信系统W-CDMA(Wideband-Code Division MultipleAccess，宽带码分多址)的情况下，根据3GPP(3rd Generation PartnershipProject，第3代合作伙伴计划)的规定，要求0.1ppm(在2GHz的载频时相当于200Hz)以下。
然而，即使在满足这种规定的状态下，在基站接收上行线路信号时，也会由于通信终端的频偏(通信终端校正时钟频率偏差的AFC中的校正误差(AFC残差)等产生的接收信号的频率偏差，例如在频偏为200Hz时在1个时隙间为48度左右)及基于衰落变动的高的最大多普勒频率(fD)(例如在240Hz(相当于时速120km/h左右)时在1个时隙间为57.6度左右的相位旋转)而造成相位旋转，使信道估计大大恶化，其结果是接收特性大大恶化。
特别是，在以提高信道估计精度为目的的、对多个时隙的导频码元进行加权平均的方法(WMSAWeighted Multi-Symbol Averaging，加权多码元平均)中，求信道估计的平均时间越长，则该影响越大。因此，以往提出了根据fD来控制平均长度(时隙长度及其加权系数)。
图1是现有的信道估计装置的结构方框图。相关器1用通信对方的扩频调制处理中所使用的扩频码对接收信号进行解扩处理并输出到乘法器2。乘法器2将解扩处理后的导频部分(已知信号部分)的信号乘以导频码型(PL码型)，将其相乘结果输出到同相相加电路3。同相相加电路3对相乘结果进行同相相加来求以时隙为单位的信道估计值。乘以PL码型及同相相加是时隙内的处理。该信道估计值被输出到加权相加电路4。加权相加电路4在多个时隙范围内对以时隙为单位的信道估计值进行加权相加。因此，该加权相加处理是时隙间的处理。
另一方面，解扩处理后的信号被输出到相位旋转检测电路5。相位旋转检测电路5根据解扩处理后的信号来检测多普勒频率(fD)，检测相位旋转，将相位旋转量输出到加权系数计算电路6。加权系数计算电路6根据相位旋转量来计算加权系数，将该加权系数输出到加权相加电路4。根据这样在多个时隙范围内进行加权相加所得的信道估计值来求信道估计值。
这样，在上述结构的信道估计装置中，在求某个时隙中的信道估计值时，用认为衰落变动的时间相关性高的前后时隙的信道估计值来提高信道估计精度。
在上述现有的信道估计装置中，随着基于频偏或衰落变动的相位旋转增大，缩短平均时间(减少进行平均的前后时隙数)以便不受其影响。这意味着用于信道估计的信号的能量减少与缩短的平均时间相应的量。如果用于信道估计的信号的能量减少，则必然使SINR(Signal to Interference and Noise Ratio，信号对干扰和噪声之比)恶化，使信道估计精度本身恶化。

发明内容
本发明的目的在于提供一种信道估计装置及信道估计方法，能够提高信道估计精度，而不使接收质量恶化。
本发明人着眼于下述事实在进行信道估计时需要校正的相位旋转，与由于通信终端校正时钟频率偏差的AFC中的校正误差(AFC残差)等外部环境而以几秒以上的比较缓慢的时间量级变化的频偏、和以几微秒的量级频繁变化的衰落变动有关系；发现通过分别按照频偏和衰落变动来进行相位旋转的校正和WMSA的加权系数的校正(控制)，使两种校正反映在信道估计上，能提高信道估计精度，而不使接收质量恶化；从而提出本发明。
此外，本发明人发现通过在上述相位旋转校正中，在解扩信号的同相相加前以码元为单位(时隙内处理)校正相位旋转，进而在同相相加后以时隙为单位(时隙间处理)校正相位旋转来进行信道估计，能提高信道估计精度，从而提出本发明。
即，本发明的关键在于，根据接收信号中包含的已知信号来分别检测相位旋转的频偏分量及衰落变动分量，用相位旋转的频偏分量及衰落变动分量来进行信道估计，从而能提高信道估计精度，而不使接收质量恶化。


图1是现有的信道估计装置的结构方框图；图2是本发明实施例1的包括信道估计装置的基站的结构方框图；图3是图2所示的基站的信道估计电路的结构方框图；图4是与本发明实施例1的包括信道估计装置的基站进行无线通信的通信终端的结构方框图；图5是本发明实施例2的包括信道估计装置的基站的信道估计电路的结构方框图；和图6是用于说明本发明实施例2的包括信道估计装置的基站中的模式的表的示意图。
具体实施例方式
以下，参照附图来详细说明本发明的实施例。
(实施例1)在本实施例中，说明下述情况在进行信道估计时，分别计算基于频偏的相位旋转和基于衰落变动的相位旋转，校正两种相位旋转。
图2是本发明实施例1的包括信道估计装置的基站的结构方框图。在图2所示的基站中，说明RAKE合成的路径是2个的情况，但是也可以适用于RAKE合成的路径是3个以上的情况。此外，在图2所示的基站中，为了简化说明，只表记了1个用户的系列。
从作为通信对方的通信终端发送的信号由无线接收电路103从天线101经共用器102进行接收。无线接收电路103对接收信号进行规定的无线接收处理(下变频、A/D变换等)，将无线接收处理后的信号输出到相关器104、105。此外，无线接收处理后的信号被输出到搜索电路106。
相关器104用作为通信对方的通信终端的扩频调制处理中所使用的扩频码对无线接收处理后的信号的数据部分(DPDCH(Dedicated Physical DataChannel，专用物理数据信道))进行解扩处理，并输出到同步检波电路107的延迟器1071及同步检波电路108的延迟器1081。相关器105用作为通信对方的通信终端的扩频调制处理中所使用的扩频码对无线接收处理后的信号的导频部分(已知信号)进行解扩处理，并输出到同步检波电路107的信道估计电路1072及同步检波电路108的信道估计电路1082。搜索电路106取得进行解扩处理的路径的同步，将其定时信息输出到相关器104及相关器105。相关器104及相关器105根据来自搜索电路106的定时信息来进行解扩处理。
同步检波电路107的信道估计电路1072用接收信号的导频部分来进行信道估计，将其信道估计值输出到乘法器1073。乘法器1073将延迟器1071进行过定时补偿的接收信号的数据部分乘以信道估计值。由此进行同步检波。同步检波后的信号被输出到RAKE合成器109。
同步检波电路108的信道估计电路1082用接收信号的导频部分来进行信道估计，将其信道估计值输出到乘法器1083。乘法器1083将延迟器1081进行过定时补偿的接收信号的数据部分乘以信道估计值。由此进行同步检波。同步检波后的信号被输出到RAKE合成器109。
RAKE合成器109对同步检波电路107及同步检波电路108的输出进行RAKE合成，将RAKE合成后的信号输出到解调电路110。解调电路110对RAKE合成后的信号进行解调处理来得到接收数据。
发送数据由调制电路111进行调制处理后，被输出到扩频电路112。扩频电路112用规定的扩频码对调制处理后的数据进行扩频调制处理，将扩频调制处理后的数据输出到无线发送电路113。无线发送电路113对扩频调制处理后的数据进行规定的无线发送处理(D/A变换、上变频)。进行过无线发送处理的信号经共用器102从天线101发送到作为通信对方的通信终端。
接着，说明同步检波电路107、108的信道估计电路1072、1082的结构。图3是图2所示的基站的信道估计电路的结构方框图。
乘法器201将解扩处理后的信号乘以每个码元的相位旋转校正值，将相乘后的信号输出到乘法器202。乘法器202将每个码元的进行过相位旋转校正的解扩处理后的信号乘以导频码型(PL码型)，通过消除基于PL码型的数据调制分量来达到同相，将其相乘结果输出到同相相加电路203。
同相相加电路203对相乘结果进行同相相加来求以时隙为单位的信道估计值。乘以每个码元的相位旋转校正值、乘以PL码型及同相相加是时隙内的处理。该信道估计值被输出到加权相加电路204。
另一方面，解扩处理后的信号被输出到相位旋转检测电路205的频偏检测电路2051及衰落变动分量检测电路(以下，简称fD检测电路)2052。频偏检测电路2051根据解扩处理后的信号来求频偏。该频偏分量(与频偏对应的相位旋转量)被输出到逐个时隙相位旋转校正电路207及逐个码元相位旋转校正电路209、210。此外，fD检测电路2052根据解扩处理后的信号来求最大多普勒频率(以下，称为多普勒频率或fD)。一般，与频偏相比，正确测定衰落变动时的多普勒频率更困难。因此认为，上述多普勒频率的检测只能达到比频偏的检测精度粗的精度(例如，几十Hz左右，或者能检测出低速/中速/高速的程度)。该衰落变动分量(与fD对应的相位旋转量)被输出到加权系数计算电路208。
逐个码元相位旋转校正电路210根据频偏的相位旋转量来计算每个码元的相位旋转校正值Δθsymbol，将该相位旋转校正值Δθsymbol输出到乘法器201。逐个时隙相位旋转校正电路207根据频偏的相位旋转量来计算每个时隙的相位旋转校正值Δθslot，将该相位旋转校正值Δθslot输出到加权相加电路204。逐个码元相位旋转校正电路209根据频偏分量来计算每个码元的相位旋转校正值Δθsymbol，将该相位旋转校正值Δθsymbol输出到乘法器206。由于输出到上述201的相位旋转校正值Δθsymbol和输出到206的相位旋转校正值Δθsymbol是同一值，所以也可以统一为1个。
加权系数计算电路208按照fD检测值来计算加权系数(α)，将该加权系数α输出到加权相加电路204。
加权相加电路204用来自逐个时隙相位旋转校正电路207的相位旋转校正值Δθslot及来自加权系数计算电路208的加权系数α对多个时隙范围内的以时隙为单位的信道估计值进行加权相加。因此，该加权相加处理是时隙间处理。
根据这样在多个时隙范围内进行加权相加所得的信道估计值来求每个码元的信道估计值或时隙平均的信道估计值。在此情况下，在需要时，作为信道估计值，使用加权相加电路204输出的时隙平均的信道估计值，或者使用乘法器206将加权相加电路204输出的时隙平均的信道估计值乘以每个码元的相位旋转校正值Δθsymbol而得到的每个码元的信道估计值。
图4是与本发明实施例1的包括信道估计装置的基站进行无线通信的通信终端的结构方框图。在图4所示的通信终端中，说明RAKE合成的路径是1个的情况，但是也可以适用于RAKE合成的路径是2个以上的情况。
从作为通信对方的基站发送的信号由无线接收电路303从天线301经共用器302进行接收。无线接收电路303对接收信号进行规定的无线接收处理，将无线接收处理后的信号输出到相关器304及搜索电路307。
相关器304用作为通信对方的通信终端的扩频调制处理中所使用的扩频码对无线接收处理后的信号进行解扩处理并输出到信道估计-同步检波-合成电路305。相关器304根据来自搜索电路307的定时信息来进行解扩处理。信道估计-同步检波-合成电路305用无线接收处理后的信号的导频部分(已知信号)进行信道估计来求信道估计值，将无线接收处理后的信号的数据部分乘以该信道估计值来进行同步检波。进而，信道估计-同步检波-合成电路305用同步检波后的信号来进行RAKE合成。
RAKE合成后的信号被输出到解调电路306。解调电路306对RAKE合成后的信号进行解调处理来得到接收数据。
发送数据由调制电路308进行调制处理后，被输出到扩频电路309。扩频电路309用规定的扩频码对调制处理后的数据进行扩频调制处理，将扩频调制处理后的数据输出到无线发送电路310。无线发送电路310对扩频调制处理后的数据进行规定的无线发送处理。进行过无线发送处理的信号经共用器302从天线301发送到作为通信对方的基站。
上述图2所示的基站和图4所示的通信终端构成CDMA方式的数字无线通信系统，图2所示的基站和图4所示的通信终端进行无线通信。
接着，说明具有上述结构的包括信道估计装置的基站的动作。
基站接收来自通信终端的上行线路信号，用相关器对接收信号进行解扩处理。解扩信号分别被输出到相位旋转检测电路205的频偏检测电路2051和fD检测电路2052。频偏检测电路2051和fD检测电路2052分别检测频偏分量和fD。
这里，作为分离并检测频偏分量和衰落变动分量的方法，例如有下述方法在根据每个时隙的归一化后的信道估计值来进行内积运算并进行平均时，意识到相位的旋转方向而附加±来进行平均。具体地说，通过将该平均长度取得比较长，能够除去基于频繁变化的fD的相位旋转分量，只检测基于频偏的相位旋转。然后，通过从各内积值(带有旋转方向符号的值)中减去求出的只基于频偏的相位旋转，对相减所得的值的绝对值进行平均，能够求出只基于fD的相位旋转的平均值。但是，在本发明中，分离并检测频偏分量和衰落变动分量的方法并不限于上述例子，应用别的方法也没有任何问题。
可以认为起因于频偏的相位旋转对测定时间(几秒量级)来说是恒定的。而基于衰落变动的相位旋转的旋转量及旋转方向在短的区间中也都不恒定，所以长时间的平均的检测值和瞬时的相位旋转量之差很大，如果根据错误的检测值来进行相位旋转校正，则信道估计精度反倒有可能恶化。
另一方面，在高多普勒频率时，基于衰落变动的相位旋转对同相相加施加的影响也不能忽略，所以认为不仅校正基于频偏的相位旋转、而且同时校正基于衰落变动的相位旋转才更好。不管怎样，基于衰落变动的相位旋转的校正依赖于短时间内的检测精度。
这样，通过分别检测频偏造成的相位旋转和fD造成的相位旋转，使两种相位旋转量反映在信道估计上，能够防止长时间的平均的检测值和瞬时的相位旋转量之差大的情况下的信道估计恶化，并且减小基于衰落的相位旋转对同相相加的影响。
频偏检测电路2051求出的频偏分量被输出到逐个码元相位旋转校正电路209、210和逐个时隙相位旋转校正电路207。即，在本发明中，作为相位旋转校正，使用每个码元的校正、和加权相加前的每个时隙的校正。因此，在时隙内处理中，以码元为单位来校正相位旋转，进而以时隙为单位(前后的时隙都用)来校正相位旋转。
通过进行这种两级相位旋转校正，首先，通过以码元为单位的校正，能够从各码元的信道估计值中除去频偏分量，提高同相相加的以时隙为单位的信道估计精度，接着，通过除去WMSA中解调时隙与前后时隙间的频偏分量，能够提高WMSA的加权相加的信道估计精度。这样，能够在码元一级及时隙一级分别进行相位旋转校正，能够更高精度地求信道估计值。
此外，在如上所述进行以码元为单位的相位旋转校正和以时隙为单位的相位旋转校正时，作为进行信道估计的处理单位，有以码元为单位来进行的情况和以时隙为单位来进行的情况。在以码元为单位来求信道估计值的情况下，在进行信道估计时，需要进行码元调整。
逐个码元相位旋转校正电路209、210及逐个时隙相位旋转校正电路207分别通过以下的具体运算来求相位旋转校正值。
通过乘以导频部分的PL码型、消除数据调制分量而达到同相后的相关输出是pl(m)＝pl.i+jpl.q(m＝0～5m是码元)…式(1)逐个码元相位旋转校正电路209、210所求的以码元为单位的相位旋转校正值通过ej(Δθsymb*m)＝ad_symb.i(m)+j.ad_symb.q(m) …(式2)来求。
逐个时隙相位旋转校正电路207所求的以时隙为单位的相位旋转校正值通过ej(Δθslot*t)＝ad_slot.i(t)+j.ad_slot.q(t)(t＝-2，-1，0，+1，+2) …(式3)来求。
逐个码元相位旋转校正电路210的相位旋转校正值Δθsymbol被输出到乘法器201，乘以乘PL码型前的解扩信号。由此，在取与PL码型的相关之前，以码元为单位来校正相位旋转。
以码元为单位校正过相位旋转的导频部分的解扩信号乘以PL码型所得的相关输出pl(m)被输出到同相相加电路203。同相相加电路203通过ch(t，0)＝∑pl(m)·ej(Δθsymb*m) …式(4)来进行同相相加。
这里，假设m＝0～5。ch(t，m)是时隙t、码元m的信道估计值。该信道估计值是加权相加(WMSA(Weighted Multi-Symbol Averaging，加权多码元平均))前的信道估计值。
接着，同相相加后的信道估计值被输出到加权相加电路204。加权相加电路204用加权系数计算电路208算出的加权系数α及逐个时隙相位旋转校正电路207输出的相位旋转校正值Δθslot来进行WMSA。在WMSA校正中，以解调的时隙为中心来进行Δθslot的校正。
在WMSA中，如果假设第1个分支的第n个时隙的第m个码元的信道估计值如下述式(5)所示， 则同相相加后每个时隙的信道估计值变为如下述式(6)所示，进而通过使用前后多个时隙的信道估计值，变为如下述式(7)所示。
这里，αi(≤1)是加权系数。
该WMSA技术示于(日本)安倍田、安藤、佐和桥、安达等的“DS/CDMA复数シンボル重み付き平均化(WMSA)パィロットチャネルの特性(DS/CDMA多码元加权平均(WMSA)导频信道的特性)”信学技报RCS97-163，1997-11。其内容包含于此。
在通过应用该技术来进行基于以时隙为单位的相位旋转校正的WMSA、求解调时隙的先头码元的信道估计值的情况下，通过CH(t，0)＝∑W(t)·ch(t，0)·ej(Δθslot*t) …式(8)来进行。
这里，虽然假设t＝-2、-1、0、+1、+2这5个时隙，但是时隙数没有特别的限制。W(t)是WMSA的加权系数。CH(t，m)是时隙t、码元m的信道估计值。该信道估计值是WMSA后的信道估计值。
因此，每个码元的信道估计值通过CH(t，m)＝CH(t，0)·ej(Δθsymb*m) …式(9)来求。
在上述信道估计值的运算中，进行时隙间的校正后的WMSA运算，但是该估计值在上述式(4)中是针对时隙先头进行校正的。因此，如果这样进行WMSA，则所求的信道估计值相当于时隙先头的信道估计值。因此，在计算每个码元的信道估计值来进行同步检波时，如果这样从先头的下一个码元起乘以相位旋转校正值Δθsymbol，就能够求出各码元的信道估计值。即，在求每个码元的信道估计值的情况下，乘法器206将加权相加电路204的输出乘以逐个码元相位旋转校正电路209求出的相位旋转校正值Δθsymbol(以码元为单位的处理)。
然而，在用以时隙为单位的信道估计值来进行同步检波时，认为使用时隙中央(或者导频码元区间的中央)的信道估计值比较好，所以最好用WMSA后的值乘以4*Δθsymbol左右的值(在时隙长度是10倍导频码元长度的情况下)所得的值来进行同步检波。
是使用时隙平均的信道估计值，还是使用以码元为单位的信道估计值，可以适当变更。在使用以码元为单位的信道估计值的情况下，将信道估计值是以码元为单位的这一指示输入到逐个码元相位旋转校正电路209，逐个码元相位旋转校正电路209根据该指示将加权相加电路204的输出乘以相位旋转校正值Δθsymbol。而在使用时隙平均的信道估计值的情况下，根据信道估计值是时隙平均的指示来进行使信道估计值符合时隙中央值的处理。
这样，分别校正变化的状态起因于频偏的相位旋转和起因于衰落变动的相位旋转，使两种校正反映在信道估计上，所以能够提高信道估计精度，而不使接收质量恶化。
再者，通过在解扩信号的同相相加前以码元为单位(时隙内处理)校正相位旋转，进而在同相相加后以时隙为单位(时隙间处理)校正相位旋转来进行信道估计，能够提高信道估计精度。
在本实施例中，说明了进行以码元为单位的相位旋转校正和以时隙为单位的相位旋转校正这两者来求时隙平均的信道估计值或以码元为单位的信道估计值的情况，但是在本发明中，也可以只进行以时隙为单位的相位旋转校正来求时隙平均的信道估计值或以码元为单位的信道估计值。
(实施例2)在本实施例中，说明下述情况进行频偏的相位旋转校正和衰落变动的相位旋转校正的切换、或WMSA中的加权系数的切换的控制。
图5是本发明实施例2的信道估计电路的结构方框图。在图5所示的信道估计电路中，对与图3相同的部分附以与图3相同的标号并省略其详细说明。
图5所示的信道估计电路包括切换相位旋转检测电路205的输出的开关401、402。开关401控制频偏分量检测电路2051检测出的频偏分量的输出，而开关402控制fD检测电路2052检测出的fD检测值的输出。
如实施例1所述，作为相位旋转校正而考虑的分量是频偏及衰落变动。因此，切换的模式有两种相位旋转校正的分量只有频偏、频偏和衰落变动的组合，并且与衰落变动对应的WMSA的控制方法有两种。即，如下所述，设想4个模式(参照图6)。
模式#1相位旋转校正只考虑频偏。依然有衰落变动对相位旋转的影响，所以该部分通过WMSA的加权系数的切换来应付。
模式#2相位旋转校正考虑频偏及衰落变动这两者。但是，考虑到衰落变动中多普勒频率的检测精度或相位旋转方向的变化速度，也可以将基于衰落变动的校正只限于高多普勒频率的情况、或只限于低多普勒频率的情况。在对衰落变动进行相位校正的情况下，不进行WMSA的加权系数的切换，平均的时隙长度为固定值。
模式#3相位旋转校正考虑频偏及衰落变动这两者。但是，与模式#2同样，也可以将考虑了衰落变动的校正只限于高多普勒频率的情况、或只限于低多普勒频率的情况。在此情况下，认为在对衰落变动进行相位校正后依然有基于衰落变动的瞬时的相位旋转的影响，对此通过基于衰落变动的WMSA的加权系数的切换来应付。
模式#4根据衰落变动中的多普勒频率来进行WMSA的加权系数的切换，不进行基于频偏的相位旋转校正。
在本实施例的信道估计电路中，通过将模式信息输入到开关401、402进行切换，根据模式信息来进行相位旋转校正。
例如，在模式信息是模式#1的情况下，开关401被控制为将频偏检测电路2051输出的频偏分量输出到逐个码元相位旋转校正电路209、210及逐个时隙相位旋转校正电路207，而开关402被控制为不输出fD检测电路2052输出的fD检测值。从fD检测电路2052将衰落变动分量(fD检测值)输出到加权系数计算电路208。
由此，通过对相位旋转校正只考虑频偏，切换与多普勒频率(fD检测值)对应的WMSA的加权系数，来抑制基于衰落变动的相位旋转的影响。即，在多普勒频率高(例如fD＝200Hz左右以上)的情况下，缩短平均时间(减少进行平均的前后的时隙数)，而在多普勒频率低的情况下，延长平均时间(增加进行平均的前后的时隙数)。
在模式信息是模式#2的情况下，开关401被控制为将频偏检测电路2051输出的频偏分量输出到逐个码元相位旋转校正电路209、210及逐个时隙相位旋转校正电路207，而开关402被控制为将fD检测电路2052输出的fD检测值输出到逐个码元相位旋转校正电路209、210及逐个时隙相位旋转校正电路207。从fD检测电路2052将衰落变动分量(fD检测值)输出到加权系数计算电路208。
由此，相位旋转校正考虑频偏及衰落变动这两者。在此情况下，可以控制为只在fD检测电路2052检测出的多普勒频率高的情况下输出fD检测电路2052输出的fD检测值，也可以相反只在多普勒频率低的情况下输出fD检测值等，按照条件进行限定来进行控制。在此情况下，加权系数计算电路208不根据模式信息来切换WMSA的加权系数，平均的时隙长度为固定值。
在模式信息是模式#3的情况下，开关401被控制为将频偏检测电路2051输出的频偏分量输出到逐个码元相位旋转校正电路209、210及逐个时隙相位旋转校正电路207，而开关402被控制为将fD检测电路2052输出的fD检测值输出到逐个码元相位旋转校正电路209、210及逐个时隙相位旋转校正电路207。从fD检测电路2052将衰落变动分量(fD检测值)输出到加权系数计算电路208。
由此，相位旋转校正考虑频偏及衰落变动这两者。与模式#2同样，也可以按照fD检测电路2052检测出的多普勒频率的条件来进行开关402的通(ON)/断(OFF)控制。此外，通过切换WMSA的加权系数，来抑制基于衰落变动的相位旋转的影响。即，在多普勒频率高(例如fD＝200Hz左右以上)的情况下，缩短平均时间(减少进行平均的前后的时隙数)，而在多普勒频率低的情况下，延长平均时间(增加进行平均的前后的时隙数)。
在模式信息是模式#4的情况下，开关401被控制为不将频偏检测电路2051输出的频偏分量输出到逐个码元相位旋转校正电路209、210及逐个时隙相位旋转校正电路207，而开关402被控制为不输出fD检测电路2052输出的fD检测值。从fD检测电路2052将衰落变动分量(fD检测值)输出到加权系数计算电路208。
由此，通过切换WMSA的加权系数，来抑制基于衰落变动的相位旋转的影响。即，在多普勒频率高(例如fD＝200Hz左右以上)的情况下，缩短平均时间(减少进行平均的前后时隙数)，而在多普勒频率低的情况下，延长平均时间(增加进行平均的前后时隙数)。
通过这样适当变更相位旋转校正或WMSA的切换的模式，能够按照线路状况来进行适当的信道估计。特别是，对于模式#2、模式#3，在基于衰落变动的相位旋转大于基于频偏的相位旋转分量的情况下，即在高多普勒频率时，基于衰落的相位旋转对以时隙为单位的信道估计精度或通过WMSA来求的信道估计精度施加的影响也很大，所以认为不仅校正基于频偏的相位旋转、而且同时校正基于衰落的相位旋转才能求出高精度的信道估计值。
上述实施例1、2可以适当组合来实施。
本发明不限于上述实施例，而是可以进行各种变更来实施。
本发明的信道估计装置采用下述结构，包括相位旋转检测部件，根据接收信号中包含的已知信号来分别检测相位旋转的频偏分量及衰落变动分量；以及信道估计部件，用上述相位旋转的频偏分量及衰落变动分量来进行信道估计。
根据该结构，能够提高信道估计精度，而不使接收质量恶化。
本发明的信道估计装置在上述结构中采用下述结构，包括第1相位旋转校正部件，用相位旋转的频偏分量来进行以时隙为单位的相位旋转校正。
本发明的信道估计装置在上述结构中采用下述结构，包括第2相位旋转校正部件，用相位旋转的频偏分量来进行以码元为单位的相位旋转校正。
根据这些结构，能够在码元一级及/或时隙一级分别进行相位旋转校正，能够更高精度地求信道估计值。
本发明的信道估计装置在上述结构中采用下述结构，包括加权系数计算部件，用相位旋转的衰落变动分量来计算进行信道估计中的时隙间加权相加时的加权系数。
根据该结构，能够用认为衰落变动的相关性高的多个时隙的信道估计值来提高信道估计精度。
本发明的信道估计装置在上述结构中采用下述结构，其中，在求每个码元的信道估计值时，将加权相加后的输出乘以上述第1相位旋转校正部件求出的以码元为单位的相位旋转校正值来求每个码元的信道估计值。
本发明的信道估计装置在上述结构中采用下述结构，其中，在求时隙平均的信道估计值时，对加权相加后的输出进行使信道估计值符合时隙中央值的处理。
根据这些结构，不管是以码元为单位还是通过时隙平均都能够正确求出信道估计值。
本发明的基站装置的特征在于包括上述结构的信道估计装置。由此，能够进行高精度的信道估计，发挥高的接收性能。
本发明的信道估计方法包括相位旋转检测步骤，根据接收信号中包含的已知信号来分别检测相位旋转的频偏分量及衰落变动分量；以及信道估计步骤，用上述相位旋转的频偏分量及衰落变动分量来进行信道估计。
根据该方法，能够提高信道估计精度，而不使接收质量恶化。
本发明的信道估计方法在上述方法中包括第1相位旋转校正步骤，用相位旋转的频偏分量来进行以时隙为单位的相位旋转校正；第2相位旋转校正步骤，用上述相位旋转的频偏分量来进行以码元为单位的相位旋转校正。
根据该方法，能够在码元一级和时隙一级中分别进行相位旋转校正，能够更高精度地求信道估计值。
本发明的信道估计方法在上述方法中包括加权系数计算步骤，用相位旋转的衰落变动分量来计算进行接收信号中的时隙间加权相加时的加权系数。
根据该方法，能够用认为衰落变动的时间相关性高的多个时隙的信道估计值来提高信道估计精度。
如上所述，根据本发明，根据接收信号中包含的已知信号来分别检测相位旋转的频偏分量及衰落变动分量，用相位旋转的频偏分量及衰落变动分量来进行信道估计，所以能够提高信道估计精度，而不使接收质量恶化。
本说明书基于2000年7月14日申请的(日本)特愿2000-214434。其内容全部包含于此。
产业上的可利用性本发明能够应用于数字无线通信系统、特别是CDMA方式中使用的信道估计装置及信道估计方法。
权利要求
1.一种信道估计装置，包括相位旋转检测部件，根据接收信号中包含的已知信号来分别检测相位旋转的频偏分量及衰落变动分量；以及信道估计部件，用上述相位旋转的频偏分量及衰落变动分量来进行信道估计。
2.如权利要求1所述的信道估计装置，包括第1相位旋转校正部件，用相位旋转的频偏分量来进行以时隙为单位的相位旋转校正。
3.如权利要求1所述的信道估计装置，包括第2相位旋转校正部件，用相位旋转的频偏分量来进行以码元为单位的相位旋转校正。
4.如权利要求1所述的信道估计装置，包括加权系数计算部件，用相位旋转的衰落变动分量来计算进行信道估计中的时隙间加权相加时的加权系数。
5.如权利要求4所述的信道估计装置，其中，在求每个码元的信道估计值时，将加权相加后的输出乘以上述第2相位旋转校正部件求出的以码元为单位的相位旋转校正值来求每个码元的信道估计值。
6.如权利要求4所述的信道估计装置，其中，在求时隙平均的信道估计值时，对加权相加后的输出进行使信道估计值符合时隙中央值的处理。
7.一种包括信道估计装置的基站装置，其中，上述信道估计装置包括相位旋转检测部件，根据接收信号中包含的已知信号来分别检测相位旋转的频偏分量及衰落变动分量；以及信道估计部件，用上述相位旋转的频偏分量及衰落变动分量来进行信道估计。
8.一种信道估计方法，包括相位旋转检测步骤，根据接收信号中包含的已知信号来分别检测相位旋转的频偏分量及衰落变动分量；以及信道估计步骤，用上述相位旋转的频偏分量及衰落变动分量来进行信道估计。
9.如权利要求8所述的信道估计方法，包括第1相位旋转校正步骤，用相位旋转的频偏分量来进行以码元为单位的相位旋转校正；第2相位旋转校正步骤，用上述相位旋转的频偏分量来进行以时隙为单位的相位旋转校正。
10.如权利要求8所述的信道估计方法，包括加权系数计算步骤，用相位旋转的衰落变动分量来计算进行接收信号中的时隙间加权相加时的加权系数。
全文摘要
频偏检测电路2051求出的频偏被输出到逐个时隙相位旋转校正电路207及逐个码元相位旋转校正电路209、210。fD检测电路2052求出的最大多普勒频率(fD)被输出到加权系数计算电路208。逐个码元相位旋转校正电路209及210根据频偏的相位旋转量来计算每个码元的相位旋转校正值Δθsymbol,输出到乘法器206及201。逐个时隙相位旋转校正电路207根据频偏的相位旋转量来计算每个时隙的相位旋转校正值Δθslot,输出到加权相加电路204。加权相加电路208按照fD检测值来计算加权系数(α),输出到加权相加电路204。
文档编号H04B7/005GK1386353SQ01802012
公开日2002年12月18日 申请日期2001年6月27日 优先权日2000年7月14日
发明者宫和行 申请人:松下电器产业株式会社