专利名称：受引导的判定频移估计的制作方法
技术领域：
本发明涉及分组传输系统中接收端的载频校正。
本发明具有重要的应用，特别是在使用具有返回路径的卫星或电缆的多用户传输系统的同步化应用领域，其中，一系列终端能够根据频分和时分多路复用系统把数据包传输给总站。
通常，这些终端旨在为消费者所使用。因此降低它们的成本开销至关重要。所以最好把低成本的本机振荡器，即把相对不太精确的振荡器用于生成将在从终端到总站的传输中所使用的载频。通常，人们把这种从终端到总站的传输叫做上行传输。一般情况下，所使用的振荡器的精度变化于1ppm和10ppm之间。
所生成的载频中结果误差与载频成比例，使用的频率越高结果误差越大。例如，在采用频带Ka(20GHz至30GHz)上行传输的卫星传输系统中，对于拥有1ppm精度的本机振荡器来说，所观察到的差别，即频率误差可达±30KHz(即对于100KHz的符号频率来说，相对于该符号频率的归一化的频差为±30％)。
M.Morelli和U.Mengali所撰写的名为“PSK前馈频率估计指南综述”的文章，该文发表于欧洲电信学报，第9卷，第2期，1998年3月～4月，第103～106页(“Feedforward Frequency Estimationfor PSKa tutorial review”″European Transactions onTelecommunications″，volum9，no.2， March-April 1998，page103-106)，描述了一种频率估计器，这种频率估计器基于以其作者Rife和Boorstyn的名字命名的算法，该算法用于估计发射端载波和接收端的载波之间的频率误差。该误差处于对应于符号频率Δf/B(其中Δf是频率误差和B是符号频率)的±1/2的归一化的频率范围内。在以下的描述中，把将要加以确定的归一化的频距的估计(等于Δf/B或等于Δf×Ts，其中Ts为该符号的脉冲宽度)表示为 载频估计器可由不同的参数加以特征化，特别是可由所获得的估计精度、频差获取范围的大小(表示为±Δfmax)、所处理的信号的信噪比SNR的最低水平、以及算法的复杂度加以特征化。这些参数中的某些参数反向发展，获取范围±Δfmax越大，估计器的精度越差，特别是在相等的复杂度条件下。另一方面，当估计器能够以低信噪比运行时，它们都将更加复杂。Rife和Boorstyn已使用下列离散函数(表示为Z( ))表明了频率误差 (或Δf×Ts)最有可能出现在最大振幅的两侧。Z(Δf^)=1LΣk=0L-1z(k)×e-j2nkΔf^---(1)]]>-其中，L是观察长度，即所接收的用于计算误差估计的符号的数目，-k表示符号在所接收的分组中的位置，-如果所接收的符号是已知的，那么z(k)＝f(k)/ck*，其中ck*是预先确定的已知符号ck的共轭复数，r(k)是以频率误差Δf所接收的符号，且 其中 是接收端所使用的本机振荡器和发射端所使用的本机振荡器之间的初始相移(对于每一分组该相移可能不同，并可能对应于k＝0的相移)，其中n(k)代表信道中的噪音，-而且，如果所接收的符号事先并不知道，则z(k)＝ejMarg|r(k)|，其中，M是所使用的PSK(相移键控)型调制的相的数目，但在该情况中，所获得的结果必须除以M，以获得估计 具体地说，本发明的目的是提供一种对分组传输系统中频率误差的更精确的估计。在这分组传输系统中，数据包可以由不同的发射机加以传输，并易于受到接收端不同频移的影响。根据本发明的频率校正方法是一种半NDA(非数据辅助的)型的频率校正方法，即该方法不使用已知的数据实现频率误差估计，而相比之下，仅要求先前受到影响的相位误差估计。因而该方法特别适用于没有前置码的分组传输系统，并适应于那些根据PSK型的相位调制加以调制的信号，以及那些根据QAM(正交振幅调制)型的正交振幅调制所调制的信号。
为此，本发明提供了一种估计分组系统接收端频率的方法，用于估计所接收的符号(rk)和所传输的符号(ck)之间的载频误差。该方法包括针对含于获取区间([-fmax，+fmax])中的误差值 计算误差函数(H( ))的方法。该方法由此推导对所述载频误差的估计 。为了最小化代表在相位(r′k)上得以补偿的所接收的符号和受到频率误差估计影响的所接收的估计 之间的平均距离的大小，定义了误差函数(H( ))。这些通过改变用于估计所传输的符号 的获取区间([-fmax，+fmax])中的频率误差可获得。通过基于与在相位(r′k)上得以补偿的所接收的符号相关的阈值的判定可获得对所传输的符号 的这些估计。对于QPSK(正交PSK)的调制来说，将根据所接收的已补偿了相位的符号(r′k)的实部和虚部的符号(sign)进行该阈值判定。
当所要估计的频率误差较低时，即在1％的数量级上，使用本发明获得好的性能是可能的。为此，当实际的误差更为重要时，较佳的做法是令根据本发明的方法在根据DA(数据辅助的)型的传统的方法所计算的频率误差的第一估计之后才将受到影响。DA型的传统的方法使用(如果可能的话)来自所传输的分组的前置码的数据，或者如果分组不具有前置码，则也可使用所引用的文章中所描述的一种NDA型方法。然后，可通过根据本发明的方法很好地估计残差。
在一个传输系统中其中数据包可源于拥有不同频率误差的发射机，并且在其中每一发射机在不同时刻进行传输，而且在传输每一分组时很容易产生不同误差，不可能连续地校正频率误差。例如，在网络尽头中的接收机必须针对每一所接收的分组执行校正操作。然而，对于给定的发射机，有可能频率误差或多或少地随函数加以变化，而该函数或多或少地是已知的或能够很容易加以逼近。出于该原因，人们正越来越感兴趣于使用针对给定的发射机所传输的最后分组或最后几个分组所计算的估计以确定在下分组中将要被校正的误差的获取范围。
根据本发明的特征特点，可以针对给定发射机把获取范围([-fmax，+fmax])确定为先前已针对从该发射机那里所接收的分组所计算的估计的函数。
将参照以下所描述的实施方案，通过非限制性的实施例，对本发明的这些和其它方面加以解释，通过该解释本发明的这些和其它方面将变的十分明显。
在各附图中
图1说明了根据本发明的传输系统的实施方案。图2描述了根据本发明的接收机的实施方案的示意图。图3描述了根据本发明的方法的实施方案，图4说明了作为频率误差的函数H(f)的两条曲线，这两条曲线是通过在无噪音的信道中取若干不同的采样获得的。图5A和5B针对两组不同的采样说明了有噪音的信道中函数H(f)的特征。
通过图1中的实施例说明根据本发明的传输系统。该传输系统包括总站1和一系列交互终端2。交互终端2能够通过存取传输媒体3把数据传输给总站。这样的从终端到总站的传输适合于上行传输。在上行传输中，总站1拥有接收机的功能。终端对传输媒体的存取可能会受到影响，例如使用与TDMA(时分多址)机制相结合的FDMA(频分多址)机制。传输媒体可以有不同的类型，例如有线、无线或卫星。
在频分多址系统中，赋予每一终端载频，以把数据传输给总站。当终端具有不精确的本机振荡器时，有效用于终端的载频将产生误差，该误差，在理论上应使用的载频上，可能会相当大。当把频分与时分相结合时，不同的终端可以在连续的时间间隔中通过使用不同的载频传输数据，关于应该使用的理论频率会有不同的频率误差。因而总站几乎没有时间执行与所接收的信号的载频校正相关的操作。
本发明的目的是估计和极快速地校正所接收的信号和理论载波之间的频差。该估计和校正可针对从系统的任何终端所接收的每一新的分组进行。这特别适用于NDA型的系统，其中， 在已经得到所接收的符号的临时的同步化之后，以及在已对发射和接收端所使用的本机振荡器之间的初始相位误差进行了正确估计之后，所有所传输符号事先是未知的。在NDA系统中，如果对于足够高的信噪比来说频率误差足够低，就可以使用下列技术对初始相位误差加以估计。例如，首先通过关于所接收的符号的阈值判定对所传输的符号加以估计，利用所接收的符号的相位和所估计的符号的相位之间的差计算相位估计。然后，可通过对多个所接收的符号的结果加以平均，获得平均相位误差估计。通过传统的译码算法，解决相位中的其余的错读(ambiguity)。在这些NDA系统中，本发明特别有利于MPSK型的调制，其中，所传输的符号的相位是已知的，大约为2π/M。
图2描述了根据本发明的接收机的实施方案的总图。该实施方案包括本机振荡器12和混频器13，用于以这样的一种方式转置所接收的信号S所转置的信号的频谱中心处在零加或减频率误差Δf内。拒波滤波器14对所转置的信号加以滤波，用以把帧频消除大约2Fp，其中Fp是传输频率(即所接收的信号的理论载频)，以及消除相邻的信道。通过过取样设备15取样在波滤波器14的输出端所获得的信号，过取样设备15针对所转置的信号的每一符号进行一定数量的采样。接下来，滤波器16，叫做最优滤波器，对所取的采样加以滤波，滤波器16适合用作发射端使用的滤波器。它是一种中心处在零附近的Nyquist流线式低通滤波器。用于搜寻最优取样时刻的装置17从可在低通滤波器16的输出端获得的N个采样中选择采样。把由搜寻装置17所提供的采样存储在第一存储器18中。在该实施例中，假设在执行频率误差的估计之后及执行相位误差的估计之前，实现了每一所接收的分组的瞬时同步化。提供了相位估计器19，用于根据存储在第一存储器18中的采样，估计在发射端所使用的振荡器和接收端所使用的振荡器之间的初始相位误差，该初始相位误差表示为 。例如，相位估计器19可以使用一种DA型的方法，该方法使用已知的所传输的数据，特别是使用那些来自所传输的符号的前置码的数据。例如，该方法可以包括对所接收的符号和所传输的符号的比较，用于推导平均相位误差。所获得的估计表示为 。通过使用第一取幂装置20，针对符号频率上的每一采样，实现相位校正。取幂装置20计算指数函数 一旦已对初始相位进行了估计并加以校正，乘法器21把所接收的信号rk乘以提供在第一取幂装置20的输出端的信号，用于获得已校正了相位的信号，该已校正了相位的信号表示为r′k，存储在第二存储器22中。然后，频率估计器23可以估计所存储的已校正了相位的信号r′k中的频率误差。频率估计器23在输出端提供误差估计，该误差估计表示为 。通过如以下参照图3所描述的一种误差估计方法获得该估计。一旦误差估计 在估计器23的输出端可得，第二取幂装置24计算指数函数 ，其中k是存储在存储器22中的当前采样的索引，用于把结果提供给校正装置25。校正装置25拥有校正关于已校正了相位的信号r′k的频率误差的功能。为此，一方面它们接收指数函数 另一方面接收存储在第二存储器22中的所接收的已补偿了相位的信号r′k，用于产生这两个信号之间的乘积。所获得的结果是对应于所传输的符号ck的已校正了相位和频率的符号。接下来，必须将该结果传输到传统的译码装置。后一装置与本发明无关，因而未在图2中加以显示。
图3描述了根据本发明在分组传输系统的接收端估计频率误差的一种方法的实施方案的不同步骤。这些步骤可由图2中所示的频率估计器23具体地加以实现。该方法旨在估计所接收的补偿了相位的符号r′k和所传输的符号ck之间的载频误差。它包括接收步骤K0，用于接收所接收的已补偿了相位的符号r′k，表示为 计算步骤K1，用于针对包括在获取区间([-fmax，+fmax])中的可能的误差值 计算误差函数H 并用于推导所述载频误差的估计 校正步骤K2，用于通过估计 校正所接收的符号r′k。
定义误差函数H( )以将表示平均距离的幅度减小到最小，该平均距离是代表符号r′k与受到频率误差估计的影响的所接收的符号的估计之间的平均距离。通过改变这些用于估计所传输的符号 的获取区间[-fmax，+fmax]中的频率误差 获得这些。通过与符号r′k的相位相关的基于阈值的判定获得对所传输的符号 的估计。对于PSK型的调制，阈值判定基于所接收的符号的相位。对于其中符号由复数加以表示的QPSK型的调制，阈值判定根据符号r′k的实部和虚部的符号进行。
该方法用于根据PSK型或QAM型的调制所调制的信号，其中以符号频率的同步化已得以实现。假设信道受到AWGN(附加的白高斯噪音)的影响。所接收的由符号方程(1)表示 其中.k代表分组中的符号的索引，.ck是PSK型调制在平均能量上的字母的数据符号，该平均能量表示为Ek，.Δf0是要加以确定的频差，或频率误差。 是初始相位误差。.nk是复数，代表附加的白高斯噪音，拥有独立的实部和虚部，每一nk都拥有方差，表示为σ2=N02.]]>在该方法中还假设初始相位误差 已正确得以估计。在该情况下，所接收的符号可由方程(2)加以定义r′k=ckej2πkΔf0---(2)]]>然后，在一连串N个所接收的符号rk之后确定Δf0的估计，表示为 。方程(3)给出了使用最大概率原理对根据本发明的频率误差的估计Δf^0=arg{Minc^k,Δf^[Σk=0N-1|r′k-c^kej2πkΔf^|2]}----(3)]]>其中-arg{min(F(x)))是对应于F(x)的最小值的x的值， 是对所接收的符号的估计。
通过展开平方值，可以获得等价于方程(3)的表达式(4)Δf^0=arg{Maxc^k,Δf^[Σk=0N-1Re(r′kc^k*e-j2πkΔf^)]}---(4)]]>其中，Re(x)是x的实部，x*代表x的共轭复数。
通过基于与所接收的符号的相位相关的阈值的判定，可以获得对 的最佳选择。对于MPSK型的调制来说，在平面中以扇区形式定义了一系列区域，允许对MPSK构象(constellation)的点加以定位。M个角扇区定义了所传输的符号的M个可能的值。通过标记所接收的符号位于其中的扇区，确定对所传输的符号 的估计。根据用于QPSK型调制的情况中的该估计方法，可以借助所接收的符号r′k的实部与虚部的符号(sign)简单地确定所传输的符号 方程(5)和(6)分别定义了 的实部与虚部Re(c^k)=sgn[Re(r′k)]---(5)]]>Im(c^k)=sgn[Im(r′k)]----(6)]]>其中，符号sgn(x)表示x的符号，在(4)中以(5)和(6)进行代换，可以获得用于估计频率误差的表达式(7)Δf^0=arg{MaxΔf^[Σk=0N-1|Re(r′ke-j2πΔf^k)|+Σk=0N-1|Im(r′ke-j2πΔf^k)|]}]]>=arg{MaxΔf^(H(Δf^))}---(7)]]>其中函数H( )依赖于所接收的符号和估计 (＝Δf×Ts)。
为了确定对频率误差 的估计，可针对所有可能的误差值计算H( )的值，并推导代表函数H( )的最大值的H( )值。然而，在大多数情况中，存在着值范围，叫做针对频距的获取范围，并表示为[-fmax，+fmax]，在该范围中频率误差最可能出现。可以按多种方式计算值fmax。例如，如果在根据所引用的文章中所描述的Rife和Boorstyn方法的第一频率误差估计之后根据本发明的误差估计受到影响，那么值fmax代表通过Rife和Boorstyn方法所获得的最大残余频率。
如果情况并非如此，可以考虑利用所使用的发射机/接收机装置的特性确定获取范围[-fmax，+fmax]。的确，终端通常具有包括在最大误差范围内的特征频率误差。该最大误差范围由包括在区间±1/2中的±Δf0/B(其中B为符号频率)所表示。通过在表示为±Δfmax/B(其中1/2＞Δfmax＞Δf0/B)误差范围计算函数H(Δf^)，可防止对包括在区间[-1/2；-Δfmax/B]和[Δfmax；1/2]中的所有远离实际误差的点进行计算。通过把fmax确定为终端的实际性能的函数，可以减少计算量，特别是当终端的实际平均误差很小时。
一旦区间[-fmax，+fmax]得以确定，可仅用两步计算频率误差的估计。在第一步骤期间，针对一系列包括在区间[-fmax，+fmax]中的离散的频率误差值，计算函数H( )，用于确定在这些所计算的值中代表该函数最大值的值，表示为f0。把所计算的这组频率中两个相继频率之间的差表示为d。在第二步骤期问，通过在点f0-d和f0+d所取的函数H( )的值之间的抛物线插值，可获得对频率误差的估计，如方程(8)中所示Δf^=b-12×(b-a)2[H(b)-H(c)]-(b-c)2[H(b)-H(a)](b-a)[H(b)-H(c)]-(b-c)[H(b)-H((a)])---(8)]]>其中，a＝f0-d，b＝f0，以及c＝f0+d。
也可以使用其它插值技术，例如，通过二分法逼近最大值的技术。如果距离d充分小，那么该变体是适用的，通过该变体可以把根据本发明的方法简化到以上所描述的第一步骤。
根据本发明的另一个变体，当距离d较大时该变体更为适合，可以使用下列的一般的方法取代以上所描述的一或两步中简化的方法。该方法包括迭代插值步骤直至获得所希望的精度．必须根据各种情况在获取区间中所测试的点的点数和插值迭代次数之间进行折衷，以便优化这些计算。
以下将描述该般的方法-存储所接收的、已校正了相位的信号，表示为r′k，
计算包括在归一化范围±Δfmax×Ts(其中Ts是符号的脉冲宽度)中的误差值的误差函数H( )，用于推导频率误差 的第一估计 (1)。-针对通过在当前估计之间的抛物线插值所获得的值和在第一步或前一次迭代期间已经计算的以及误差函数H( )拥有最强的幅度的邻近的值，进行连续的迭代，以推导频率误差的新的估计 (i+1)，-在两个最后的估计之间进行比较如果该差高于关于符号频率归一化的确定的阈值S，那么执行补充迭代，如果情况并非如此，则把最后一次迭代表示为it，并在it次迭代的结束时，把所搜寻的频率误差的估计表示为 (it)，-令it乘以指数函数 得到的所存储的信号r′k的频率校正，其中 (it)是在最后一次迭代时所获得的估计，并提供了已校正了频率的信号。
现在，将更详细地描述对误差函数H( )的计算和连续的迭代。针对包括在-Δfmax×Ts和+Δfmax×Ts之间的一定数量的值计算误差函数H( )。本发明建议在L个点上进行计算，其中，L是所选择的整数，即应选择为d＝2Δfmax×Ts(L-1)，该L值对应于所希望的误差精度。最好是令L个所选择的点在区间±Δfmax×Ts中均匀地分布，并具有d＝2Δfmax×Ts/(L-1)的间距。可以通过公式-Δfmax×Ts+i×d(i在0和L-1之间的)对它们加以描述。把在L个所选择的点中对应于函数H( )的振幅的最大值的误差表示为H(f)max。
通过在那些提交了代表第一误差估计 (1)的点H(f)max出现的点中选择3个点，开始进行迭代计算，用以借助通过这3个点的抛物线插值确定误差函数的新的最大值，因而可用于对频率误差的新的估计。·如果H(f)max＝-Δfmax×Ts，那么考虑点-Δfmax×Ts、-Δfmax×Ts+d、以及-Δfmax×Ts+2d，分别由a、b、以及c加以表示。·如果H(f)max＝Δfmax×Ts，那么考虑点Δfmax×Ts-2d、Δfmax×Ts-d、以及Δfmax×Ts，分别由a、b、以及c加以表示。·如果并非所述两种情况，那么考虑点H(f)max-d、H(f)max、以及H(f)max+d，分别由a、b、以及c加以表示。
接下来，在表示为x的点计算对频率误差的新的估计，这点是通过在根据方程(8)所选择的3个点之间的抛物线插值获得的。接着，计算将在相继的迭代期间于方程(2)中使用的H(X)。为了计算相继的迭代·如果a＜X＜b，那么借助方程(8)计算表示为X′的新的估计，其中变量a、b、以及c分别为a、X、以及b，·如果c＞X＞b，那么借助方程(8)计算表示为X′的新的估计，其中变量a、b、以及c分别为b、X、以及c，·如果X＞Δfmax×Ts，那么a、b、以及c分别为Δfmax×Ts-d、Δfmax×Ts、以及X，·如果X＜-Δfmax×Ts，那么a、b、以及c分别为X、-Δfmax×Ts、以及-Δfmax×Ts+d。不必针对最后一次迭代计算H(X)。在每一次迭代时计算补充的点。
在每一次新的迭代时，结果的精度得以改进。然而，最好是把阈值S以这样一种方式加以确定当相对于一次新的迭代的开销来说精度的增加变得可以忽视时，即当两个相继的估计之间的差别变得可以忽视时，停止迭代。例如，将确定10-4的数量级的阈值。
当根据公式(8)进行抛物线计算迭代的次数(表示为it)等于1时，按两个步骤执行的方法对应于以上所描述的一般方法。
图4通过实施例并针对N的两个不同的值(N＝400和N＝800)说明了在没有噪音的信道中针对等于5.10-4的频率误差的函数H(f)。该函数描述了位于对应于所搜寻的频率误差值的频率上的最大振幅峰值41、42，以及多个次峰值。对于没有噪音的信号，例如图4中的信号，最大峰值的大小与1/N(对于QPSK调制，大约等于1/πN)成比例，峰值振幅与N(对于QPSK调制中的平均能量Es＝1，大约等于 ×N)成比例，最大峰值和次峰值的之间的距离与1/N成比例，且最大峰值的振幅和次峰值的振幅之间的差与N成比例。为了通过根据本发明的抛物线插值方法获得满意的频率误差估计，针对位于最大峰值的大小所确定的区间中的至少3个频率计算H(f)足以。对于QPSK型的调制，在这样的情况中应该以这样的方式选择fmax和Nd＜1/(2πN)，且2fmax/N＝d。因此，在实际的有噪音的信道中，较佳的做法是选择d的更低的值，例如，d＝1/(4πN)。
当N增加时，算法的复杂度成比例地增加，因为必须针对数量较多的点计算函数H(f)。这就是为什么在没有噪音的信道中，对于具有L个符号的分组仅针对于N个符号(其中N＜L)计算函数H(f)可更为有效的原因所在。相比之下，在具有噪音的信道中，函数H(f)可能发生畸变，因此，最好是针对大量的点计算该函数。的确，在强畸变的情况下，最大峰值可能不对应于频率误差。当对应于所搜寻到的频率误差的最大峰值的振幅和次峰值的振幅之间的差与N成比例时，随着N的增加畸变所造成的麻烦将减小。
图5A和5B分别针对N的两个值(N＝400和N＝800)，并针对5.10-4的频率误差和2dB的信噪比SNR＝Es/N0，描述了作为频率的函数的函数H(f)的特性。在图5B中所说明的N＝400的情况中，最大振幅峰值不对应于频率误差，这意味对于正确结果来说N太小。相比之下，在图5B中所说明的N＝800的情况中，最大振幅峰值对应于实际的频率误差，这意味着正确地选择了N的值。这些曲线表明，通过确定N的值，且fmax是已知的，可在性能和复杂度之间找到用于通过根据本发明的方法确定频率误差的一种折衷的方案。
如以上所描述的，本发明假设已通过一种方法，例如一种使用每一分组前置码的50个符号的DA型方法，对初始相位误差事先正确地加以估计。实际上，根据本发明的方法对残留初始相位误差是敏感的。下表，即表1，针对4dB的信噪比，给出了作为残留初始相位误差的函数的归一化的频率误差的方差，表示为0- ，以弧度加以表示，并用括号括起。归一化的频率误差的方差对应于表达式 (其中 代表通过一种传统方法所获得的残留频率误差)的平均值。
表1 下表，即表2，把通过根据本发明的方法(叫作Invention)所获得的以dB加以表式的不同信噪比SNR的归一化频率误差估计的方差与通过一种NDA型的方法(叫做″Rife和Boorstyn″，表示为R&D，如在所引用的文档中所描述的)所获得的以dB加以表式的不同信噪比SNR的归一化频率误差估计的方差加以比较。每一种算法均已针对N＝256个符号和零频率误差加以执行。
表2
表2所描述是，对于低于或等于4dB的信噪比来说，通过根据本发明的方法所获得的方差至少要小104倍，在用于有线或卫星传输系统的网络总站中这是一种普遍的情况。
根据本发明的变体，可以针对从给定的发射机所接收的每一新的分组，把获取范围±Δfmax确定为针对从同一发射机所接收的先前的分组所获得的误差估计
的函数。这将使在第一步骤期间把作为发射机终端的本机振荡器的实际性能的函数的区间±Δfmax加以缩减，因而进一步地减少所计算的点的总数成为可能。例如，针对从给定的终端那里所接收的先前的分组所计算的误差估计或残差越低，即所接收的频率越接近理论频率，用于与源于该终端的下分组相关的误差计算的范围±Δfmax就可加减小。
应该加以注意的是，本发明不涉及发射机和接收机之间的引导信号的传输，因而本发明适用于不提供这样引导信号或不可能提供这样引导信号的传输的传输系统。另外，本发明结合了在发射端的基于由接收机所进行的估计的补偿机制相结合使用。
本发明能够在至少包括随机存取存储器和至少一个只读存储器(内部或外部的)数字信号处理器，即DSP中很好地加以实现。随机存取存储器用于即时地存储计算的即时值。只读存储器用于存储接收机操作的传统程序以及包括信号处理器所执行的用于实现根据本发明的方法的相应指令的程序。
权利要求
1.一种旨在用于分组传输系统中的方法，该方法用于估计所接收的符号(rk)和所传输的符号(ck)之间的载频误差，该方法包括针对包括在获取区间([-fmax，+fmax])中的误差值 计算误差函数(H( ))的步骤，以导出所述载频误差的估计 ，定义误差函数 ，以将代表所接收的已补偿了相位的符号(r′k)和所接收的支持频率误差估计的符号的估计 之间的平均距离的幅度最小化，这通过改变用于估计所传输的符号 的获取区间([-fmax，+fmax])中的频率误差 来获得。
2.如权力要求1所要求的用于分组传输系统的方法，该方法采用了一种线性调制，其中通过基于与所接收的符号(r′k)相关的阈值的判定来获得对所传输的符号 的估计。
3.如权力要求1所要求的一种用于分组传输系统的方法，该方法采用了一种QPSK型的相位调制，其中，用复数表示符号，其中根据所接收的已补偿了相位的符号(r′k)的实部与虚部的符号(sign)来进行阈值判定。
4.如权力要求1至3中任何一项所要求的方法，其中载频误差的估计 对应于函数F 的最小量，该函数分别依赖于代表所传输的符号 的估计的变量和在获取区间([-fmax，+fmax])中的归一化的频率误差 的估计变量，由该类型的方程定义F(c^k,Δf^)=Σk=0N-1|r′k-c^kej2πkΔf^|2]]>其中·N代表用于计算频率误差估计 的符号的个数，·r′k代表相位已得以校正的所接收的符号的幅度。
5.如权力要求1至4中任何一项所要求的方法，该方法包括补充的计算步骤，该计算步骤用于计算对所搜寻到的频率误差( i；i＞0)的精细的估计，该精细的估计是通过在前估计( (i-1))和对应于相邻误差值(f0-d，f0+d)的其它两个估计之间进行插值获得的，用于推导新的估计( (i+1))。
6.如权力要求5中所要求的方法，其中通过根据如下的公式进行抛物线插值获得的所搜寻到的频率误差( i；i＞0)的精细的估计。Δf^i=b-12×(b-a)2[H(b)-H(c)]-(b-c)2[H(b)-H(a)](b-a)[H(b)-H(c)]-(b-c)[H(b)-H(a)]]]>其中，a＝f0-d、b＝f0、以及c＝f0+d，其中·f0代表由误差函数(H( ))所计算的载频误差 的估计，·d是代表误差获取范围([-fmax，+fmax])中两个相继频率之间的频率差的计算步骤。
7.一种用于实施如权力要求1所要求方法的接收机，该接收机包括-存储器(22)，用于存储对应于所传输的符号(ck)的所接收符号(r′k)，-频率估计器(23)，用于估计所接收的符号(r′k)与所传输的符号(ck)之间的载频误差，频率估计器(23)包括用于针对包括在获取区间([-fmax，+fmax])中的所有可能的误差值(Δf)计算误差函数(H( ))的装置，用于推导对所述载频误差的估计 ，定义误差函数 ，用于将代表所接收的符号(r′k)和受到频率误差估计影响的所接收的符号的估计 之间的平均距离的幅度最小化，这是通过改变用于估计所传输的符号 的获取区间([-fmax，+fmax])中的频率误差 获得的。-校正装置(24，25)，用于通过由频率估计器(23)进行的估计来校正所存储的符号中的频率误差。
8.如权力要求7所要求的计算机程序产品，该产品包括软件代码部分，一旦把这些软件代码部分加载到接收机中，就可使接收机执行如权力要求1至6中任何一项所要求的方法的步骤。
9.一种分组传输系统的总站，该总站旨在通过设置有导向链和返回路径的传输信道与至少一个终端通信，其特征在于，它包括如权力要求7中所要求的接收机，用于接收来自至少所述终端的返回路径上的符号的分组。
10.一种分组传输系统，该系统至少包括终端和总站，其中，总站包括如权力要求7中所要求的接收机，用于接收来自至少所述站的符号的分组。
全文摘要
针对PSK接收,测试一系列假设的频移估计,选择其中产生最小平均判定误差的估计。可以利用二次插值提高精度。
文档编号H04B1/16GK1386354SQ01802156
公开日2002年12月18日 申请日期2001年7月9日 优先权日2000年7月25日
发明者D·莱格兰德, A·乔利, A·布拉亚尔 申请人:皇家菲利浦电子有限公司