专利名称：码分多址通信系统中的编码装置及其方法
技术领域：
本发明一般地涉及通信系统中的编码装置及其方法，更具体地说，涉及码分多址(CDMA)通信系统中的编码装置及其方法。
背景技术：
关于CDMA(码分多址)移动通信系统中帧的高速率传输的研究进行得非常活跃。具有用于高数据率帧传输的信道结构的系统被称为HDR(高数据率)系统。
HDR系统以固定的数据率或可变的数据率传送数据帧。由于在可变速率业务中，数据率可能会变化，因此接收器应当知道由传输速率所决定的帧结构(码率、码符号重复等等)。
当以不同速率传送帧时，所谓的“RRI”(反向速率指示信息)提供当前传送的帧结构。通过RRI，可以可靠地提供不同速率的业务。图1示出了使用RRI的例子。
图1是用于传统CDMA系统中移动台的发送器的方框图。在这里，假定CDMA系统是一个HDR系统，一个传输帧具有16个时隙，16个代码符号在一个时隙中传输(即，256个代码符号在一个帧中传输，以传输一个RRI)。
参考图1，编码器100将RRI信息比特编码。对于三个RRI比特的输入，编码器100，通过(8，3)正交编码，输出八个为0的、或为1的代码符号。重复器110将代码符号重复32次(每个代码符号连续出现32次)，总共输出256(＝32×8)个符号。信号映射器120分别将0和1转换成1或-1。通过乘法，乘法器135利用长度为4的沃尔什码#0的转换码片(+1，+1，+1，+1)扩展转换的符号，并以码片为单位输出扩展的符号。复用器(MUX)140，将基于码片的符号与另外的信号1和信号2进行时分复用。信号1和信号2可以是DRC(数据率控制)信息。复用器140的输出信号I’和数据信号Q’施加到复合扩展器150的输入端。复合扩展器150将信号I’和数据信号Q’与伪噪声(PN)扩展码PNI和伪噪声扩展码PNQ复数相乘。也就是说，复合扩展器150将输入信号(I’+jQ’)乘以PN扩展码(PNI+jPNQ)，并输出实部信号I和虚部信号Q。基带滤波器160和基带滤波器165，分别对实部信号I和虚部信号Q执行基带滤波。乘法器170和乘法器175，分别将从基带滤波器160来的实部信号I乘以载于cos(2πfct)、将从基带滤波器165来的虚部信号Q乘以载子sin(2πfct)。求和器180将相乘的结果求和，并将和输出作为传输信号。
图2是用于HDR CDMA系统中基站的、与图1的发送器对应的接收器的方框图。假定从发送器发送的帧具有16个时隙，16个代码符号在一个时隙中传输，以传输一个RRI(即，256个代码符号在一个帧中传输)。
参考图2，乘法器270和乘法器275将输入信号分别与cos(2πfct)、sin(2πfct)相乘。匹配滤波器260和匹配滤波器265将乘法器270的相乘结果和乘法器275的相乘结果进行滤波，并输出匹配的滤波信号I和匹配的滤波信号Q。复合去扩展器250将信号I和信号Q去扩展成信号I’和信号Q’。去复用器240将信号I’去时分复用成另外的信号1和信号2以及用于RRI的信号。累加器235，以4码片为单位累加RRI信号，并输出256个符号。符号累加器210接收累加的符号。符号累加器210与图1中所示的重复器110是相对应的。与图1的编码器100相对应的解码器200，将接收自符号累加器210的八个符号解码，并输出RRI信息比特。如果编码器100是(8，3)正交编码器，则解码器200可以计算出逆快速海德马德(Hadamard)变换。
一个三比特的RRI存在八个RRI值。RRI是接收器中业务帧解释的必要信息。所以，如果发生传输误码，则接收器就不能可靠地解释业务帧。为使接收器能够纠正RRI中的传输误码，RRI通常是经过纠错编码的。
图3说明了用于图1中所示的HDR系统中编码器100的传统的编码装置。图3中示出了三比特RRI值和与其相对应的纠错编码后的代码字。例如，编码器100可以是一个存储器，用于存储一连串的RRI值及其它们的纠错编码后的代码字。
如图3所示，从0到7的RRI值被表示成从000到111的三位二进制比特。对于一个RRI值的输入，(8，3)正交编码器300输出一个八符号的RRI代码字。也就是说，当输入一个三比特RRI值到编码器100时，就会从存储器(或其它存储设备)中，根据输入的RRI值，选择出一个长度为8的代码。在正交编码器300中，代码之间的最小距离(distance)是4。代码符号在图1的重复器110中重复31次之后(每个代码符号连续出现32次)，从(256，3)代码来看，最小距离是128(＝4×32)。
二进制线性代码的纠错能力取决于线性代码之间的最小距离。欲见作为最佳的代码的二进制线性代码之间的最小距离的细节，可以参看“An UpdatedTable of Minimum-Distance Bounds for Binary Linear Codes”.A.E.Brouwer andTom Verhoeff，IEEE Transaction on Information Theory，Vol.3 9，No.2，March1993(《电气和电子工程师协会信息理论学报》1993年3月第39期第2号，由A.E.Brouwer和Tom Verhoeff著的“二进制线性代码最小距离限度的更新表”)。
如果输入信息(如，RRI值)是三比特并且一个输出代码字是256比特，则根据上述文献，用于最佳的代码所要求的代码之间的最小距离是146。然而，由于传统编码装置中代码之间的最小距离是128，不存在用于纠错编码的最佳的代码。这样，在相同信道环境中，传输信息具有误码的可能性就大。另外，如果数据帧是基于由于传输信息中误码导致的错误数据率而解码的，则，数据帧的误码率将增加。所以，重要的是使纠错编码器中误码率最小化。
发明内容
所以，本发明的一个目的是，提供一种用于在HDR CDMA通信系统中对信息(如，RRI)进行编码/解码的装置及其方法。
本发明的另一个目的是，提供一种用于在HDR CDMA通信系统中的相同信道环境中减小传输信息(如，RRI)的误码率的编码/解码的装置及其方法。
本发明还有一个目的是，提供一种用于在HDR CDMA通信系统中准确确定数据帧的可变数据率的编码/解码的装置及其方法。
通过提供一种用于将k比特序列的输入信息编码并产生长度为N＞(2k-1)的代码字的装置，就可以实现前述的和其它的目的。编码器，使用(r，k)单纯码，将输入信息编码，并产生长度为r(r＝2k-1)的代码符号的序列。重复器，将代码符号的序列重复t(t=[Nr]+1)]]>次；和删截器，对t次重复的代码符号序列执行A次删截操作，这样，得到的代码的长度为N(A＝rt-N)。删截的符号被均匀地分布在重复的代码符号序列中，或被限制在第t次重复的代码符号序列。
从结合附图的下述的详细描述中，本发明的上述的和其它的目的、特点和优点将变得更加明显，其中图1是用于传统CDMA系统中移动台的发送器的方框图；图2是用于传统CDMA系统中基站的接收器的方框图；图3是说明传统(8，3)正交编码器中的编码符号和RRI之间的关系的示意图；图4是根据本发明的编码装置的方框图；图5是根据本发明的解码装置的方框图；图6是应用了本发明的、用于CDMA系统中的移动台的发送器的方框图；和图7是应用了本发明的、用于CDMA系统中的基站的接收器的方框图。
优选实施例详细说明下面，将参考附图对本发明的优选实施例进行描述。在下面的描述中，众所周知的功能或结构不做详细描述，因为，不必要的细节将模糊本发明。
本发明产生用于在CDMA系统中编码传输信息的最佳的代码，特别用于编码HDR系统中指示帧结构的RRI信息。在本发明中，使用删截的(7，3)正交代码，来代替图3的(8，3)正交代码。
为了更好地理解本发明的主题，下面将描述纠错代码与纠错性能的关系。线性纠错代码的性能是通过它们的代码字的汉明(Hamming)距离分布来测量的。汉明距离指的是一个代码字中的非零符号的数目。对于代码字“0111”，该代码字中的1的数目，即汉明距离，是3。最小的汉明距离叫做最小距离，众所周知，如果增加最小距离，则线性纠错代码的纠错性能就会更好，就象“The Thoery of Error-Correcting Codes”，F.J.Macwilliams，N.J.A.Sloane，North Holland(北荷兰的F.J.麦克威廉姆斯和N.J.A.斯劳恩所著的“纠错代码理论”)中所公开的那样。
首先，将描述根据本发明用于传统的(8，3)正交代码和删截的(7，3)正交代码的汉明距离和最小距离。表1说明了用于(8，3)正交代码的输入比特、代码字和汉明距离之间的关系。
(表1)输入比特代码字汉明距离000000000000001010101014010001100114011011001104100000011114101010110104110001111004111011010014如表1所示，所有的代码字的第一列为0，它们对汉明距离无影响。所以，尽管(8，3)代码被重复32次((8，3)代码连续出现32次)，被重复的32个第一列的符号对汉明距离无影响。所以不能得到最佳的汉明距离。
另一方面，通过将(7，3)代码重复32次，可以得到具有最佳的汉明距离的代码，(7，3)代码是通过将(8，3)代码字的第一列删截而获得的。表2示出了用于删截的(7，3)代码的输入比特、代码字和它们的汉明距离之间的关系。
(表2)输入比特代码字汉明距离000 0000000 0001 1010101 4010 0110011 4011 1100110 4100 0001111 4101 1011010 4110 0111100 4111 1101001 4现在，将注意力集中在长度为32的代码字上，以便比较现有技术与本发明。作为参考，在理论上，(32，3)代码的最佳的最小距离是18。将(8，3)代码重复4次之后((8，3)代码连续出现4次)，所得到的长度为32的代码字为如下所示。
(表3) 如表3所示，在重复(8，3)正交代码之后，具有以粗体写出的0的列(即，重复的代码字的第一列)，连续出现四次，却不影响代码字的汉明距离。所以，最小距离是16，但不是最佳的。
(8，3)正交代码的全为0的第一列被删截。然后，删截的(7，3)代码被重复五次(删截的(7，3)代码连续出现五次)，第五次重复的每个代码字的三个带有下划线的粗体写出的列被删截。结果，产生长度为32的代码字。从正交代码的矩阵中对所有0的列进行删截而得到的代码称为单纯码。换句话说，单纯码是将所有为零的第一列去掉后的(2k，k)正交码(或一阶里德-穆勒(Reed-Muller)码)。这样，单纯码就具有长度(2k-1，k)。单纯码包括(3，2)码、(15，4)码、(31，5)码、(63，6)码、(127，7)码、和(255，8)码，以及(7，3)码。
(表4) 如表4所示，通过重复删截的(7，3)代码，可以形成具有最小距离为18的代码。代码字的汉明距离分布根据删截的符号列的位置而变化。通过在表4中所示的位置删截符号，可以获得最好的性能。如表4中所示，在删截的(7，3)代码中，第五次重复的每个代码字的第一、第二、和第三列被删截。由于代码字是通过将删截的(7，3)代码字重复而得到的，所以，如果将任何其它的重复的代码字的第一列，来代替第五次重复的代码字的第一列，而被删截，那么，不会改变汉明距离分布。例如，当第1(＝7×0+1)、第16(7×2+2)、和第31(＝7×4+3)列被删截，就得到上述的汉明距离分布结果。
如前所述，本发明属于一种通过重复单纯码、删截的(7，3)正交代码而产生最佳的代码的方法，以及使用最佳的代码产生方法，用于将诸如CDMA系统中RRI比特的信息编码/解码的最佳的编码/解码装置。在前面的描述中，使用(7，3)代码对三比特的RRI值进行编码，其中，(7，3)代码的是通过在(8，3)代码中将毫不影响汉明距离的全为0的列删截而形成的。每个(7，3)代码被重复五次(每个(7，3)代码连续出现五次)，以便产生长度为35的代码字，并且每个特定的代码字的三个符号被删截。
实际上，对于N＞2k的一个(N，k)编码器，长度为2k的正交代码的重复的代码字的汉明距离分布不好，因为，它们具有对汉明距离无影响的带0的代码符号。特别是，当N＞k·2k时，通过将(7，3)删截的正交编码重复，而不是将(8，3)正交代码重复，从而，(N，k)编码器以最小距离输出优质的代码。如果代码长度N不是7的倍数，那么，在删截的(7，3)正交代码重复之后，代码符号应当被删截，并且，性能依赖于删截位置而变化。
例如，如果N被7除得到的余数是1，那么，通过将代码符号重复N/7+1次并且删截六个不同的代码符号，就可以产生最佳的(N，3)代码。如果N被7除得到的余数是2，那么，通过将代码符号重复N/7+1次并且删截五个不同的代码符号，就可以产生最佳的(N，3)代码。如果N被7除得到的余数是5，那么，通过将代码符号重复N/7+1次并且删截两个不同的代码符号，就可以产生最佳的(N，3)代码。如果N被7除得到的余数是6，那么，通过将代码重复N/7+1次并且删截一个代码符号，就可以产生最佳的(N，3)代码。
另一方面，如果N被7除得到的余数是3或4，那么，将用下面的方式确定删截位置。对于余数为3时，则将代码符号重复N/7+1次，然后，1到7被表示成二进制数001到111。考虑用它们的数字作为坐标的这七个二进制数三维矢量，除了三个线性独立元素的四个元素被删截，从而，可获得最佳的代码。例如，1(＝001)、2(＝010)、和4(＝100)是线性独立的，因为，将每个二进制数进行二进制相加，其和不为零。除了在第一、第二、第四位置外的在第三、第五、第六、第七位置的代码符号被删截。结果，得到最佳的(N，3)代码。
当余数是4时，则将代码符号重复N/7+1次，然后，1到7被表示成二进制数001到111。考虑到用它们的数字作为坐标的这七个二进制数三维矢量，除了三个线性独立元素外的三个元素和通过将三个线性独立元素进行二进制数字求和而得到的一个元素被删截，从而，可获得最佳的代码。例如，1(＝001)、2(＝010)、和4(＝100)是线性独立的，因为，将每个二进制数进行二进制相加，其和不为零。那么，通过将二进制表示的1(＝001)、2(＝010)、和4(＝100)进行二进制数字相加，可得到7(＝111)。在除了第一、第二、第四、和第七位置之外的在第三、第五和第六位置的代码符号被删截，结果，得到最佳的(N，3)代码。
上述方法只在(7，3)删截代码，即单纯码时才可获得。如果以预定的次序安排(N，3)代码的代码字，则每一列都形成长度为23(＝8)的正交代码。七个正交代码具有23的长度，并且，具有至少一个为1的代码符号。(N，3)代码是(N一1)次重复的正交代码，每个正交代码具有23的长度，并且，具有至少一个为1的代码符号。所以，如果N是7或更大，则一些非零正交代码会出现至少两次。由于某些正交代码被重复使用，则代码就变得不是最佳的了。所以，应当使用删截的(7，3)代码，以便在给定的长度内将特定代码的重复最小化，并将这七个正交代码重复相同数目的次数。那么，通过上述的重复和删截，就可以产生最佳的(N，3)代码。
同时，不能通过任何方式的重复和删截而从或者删截的(6，3)代码或者删截的(5，3)代码得到最佳的代码，因为七个代码中的仅仅一些被重复。
在上述中，已经描述了通过重复删截的(7，3)正交代码而产生最佳的代码的方法，和用于在CDMA系统中对RRI比特进行编码/解码的最佳的编码/解码装置。然而，应当注意，RRI比特的数量仅仅是一个例证性的应用，根据本发明，不同于RRI的信息也可以被编码。假设编码一个k比特的序列，并输出一个长度为N＞(2k-1)的代码字，使用(r，k)单纯码将输入信息编码，并产生长度为r的代码符号的一个序列。在这里，r＝(2k-1)。代码符号序列连续出现t(t=[Nr]+1)]]>次。对t次重复的符号执行A次刚截操作，结果，得到的代码的长度为N。A(A＝rt-N)。删截的符号可以均匀地分布在重复的代码符号序列中，或被限制在第t次重复的代码符号序列中。
下面，将描述根据本发明的传输RRI比特的CDMA系统中的一个RRI编码装置和一个RRI解码装置。图4和图5分别是根据本发明的RRI编码装置和RRI解码装置的方框图。图6是移动台中带编码装置的发送器的方框图，该图的组成可以是从图1中所示的发送器中去掉重复器110而得到。图7是基站中带解码装置的接收器的方框图，该图的组成可以是从图2中所示的接收器中去掉符号累加器210而得到。在两个实施例中，根据帧结构，考虑了编码装置和解码装置。第一实施例所基于的帧结构是这样的，即，每个传输帧包括16个时隙(一个传输帧持续26.76毫秒)，第二实施例所基于的帧结构是这样的，即，每个传输帧包括12个时隙(一个传输帧持续20毫秒)。
第一实施例第一实施例被应用到一个HDR系统，其中，一个传输帧包括16个时隙，对于RRI信息，16个代码符号是在一个时隙中传输的，并且，总共256(＝16×16)个符号在一个帧中传输。在第一实施例中，注意力将集中在产生最佳的(256，3)代码的方法和使用最佳的(256，3)代码的RRI编码装置。更具体地说，(256，3)代码的产生，是通过将删截的(7，3)代码重复37次和然后在使得最小距离最佳的那些位置，将所得到的259(＝7×37)个符号的一部分进行删截。在那些位置的符号，即将被删截的符号，是三个用下划线的粗体符号，也就是，表5中所示的第1、第128、和第255个符号。将要被删截的符号的位置，由n1×7+1、n2×7+2、n3×7+3(0□n1，n2，n3□36，且n1，n2和n3是重复块的标引)确定。在表5中，删截位置#1、删截位置#128和删截位置#255分别是在n1＝0、n2＝18、和n3＝36时所确定的。(表5) 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 2122 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 4243 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 6364 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 8485 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105106 107 108 109 110 111 112 113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126127 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140 141 142 143 144 145 146 147148 149 150 151 152 153 154 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182 183 184 185 186 187 188 189190 191 192 193 194 195 196 197 198 199 200 201 202 203 204 205 206 207 208 209 210211 212 213 214 215 216 217 218 219 220 221 222 223 224 225 226 227 228 229 230 231232 233 234 235 236 237 238 239 240 241 242 243 244 245 246 247 248 249 250 251 252253 254 256 257 258 259在表5中，通过将用划线写出的粗体符号删截，(256，3)代码变成具有最小距离为146(＝(4×36)+2)的最佳代码。
只要符号被删截的的位置满足公式n1×7+1、n2×7+2、n3×7+3(0□n1，n2，n3□36)，那么，无论n1、n2、n3为何值，最小距离都一样。如果为了计算的简单，n1、n2、和n3是36，那么，在(7，3)代码被重复37次之后，在第37次重复的块中，七个符号的第一、第二、和第三个符号被删截。在这里，由于(7，3)代码的最小距离是4，并且，在第37次重复的块中，除去第一、第二、和第三个符号的最小距离是2，所以，(256，3)代码的最小距离是146(＝(4×36)+2)。这些(256，3)代码是最佳的。下面，将描述使用(256，3)代码的RRI编码装置、带编码装置的发送器、与发送器相对应的接收器。
图6中，假设有三个用0和1表示的RRI信息比特被施加给编码器600的输入端。根据本发明，编码器600的构成如图4所示。
参考图4，代码字发生器400，用表2中所示的删截的(7，3)正交代码来将三个RRI信息比特编码，然后输出七个代码符号。符号重复器410，将代码符号重复36次，并输出259个重复的代码符号。符号删截器420将259个符号中的第1个、第128(＝(7×18)+2)个、和第255(＝(7×37)+3)个符号删截，并输出256个符号。这256个代码符号被输入图6中所示的信号映射器620。
参考图6，信号映射器620分别将0和1转换成1和-1。乘法器635将转换的符号乘以长度为4的沃尔什码#0的转换码片(+1，+1，+1，+1)，以便进行扩展。复用器640将接收自乘法器635的以码片为单位的符号与另外的信号1和信号2进行时分复用。信号1和信号2可以是DRC信息。复用器640的输出信号I’和数据信号Q’被输入到复合扩展器650。复合扩展器650用PN扩展代码PNI和PNQ将信号I’和信号Q’进行复数相乘。也就是说，复合扩展器650将输入信号(I’+jQ’)乘以PN扩展码(PNI+jPNQ)，并输出实部信号I和虚部信号Q。基带滤波器660和基带滤波器665，在基带上，分别对实部信号I和虚部信号Q执行基带滤波。乘法器670和乘法器675，分别将从基带滤波器660来的实部信号I乘以载子cos(2πfct)、将从基带滤波器665来的虚部信号Q乘以载子sin(2πfct)。求和器680将相乘的结果求和，并将和输出以作为传输信号。
图7是用于接收从包括图4中所示的编码装置的发送器来的传输信号的接收器的方框图。
参考图7，乘法器770和乘法器775分别将输入信号乘以cos(2πfct)和sin(2πfct)。匹配滤波器760和匹配滤波器765将乘法器770和乘法器775的乘法结果进行滤波，并输出匹配滤波信号I和匹配滤波信号Q。复合去扩展器750将信号I和信号Q去扩展成信号I’和信号Q’。去复用器740将信号I’时分复用成信号1和信号2以及一个用于RRI的信号。累加器735基于4码片而累加RRI信号，并输出256个符号。与图6中所示的编码器600相对应的解码器700将接收自累加器735的符号进行解码。
图5是根据本发明的用作图7中所示的基站中的接收器的解码器700的解码装置的方框图。
参考图5，对于256个符号的输入，与图4中所示的符号重复器410和符号删截器420相对应的符号累加器500，输出7个符号。零插入器510在7个符号前插入0，然后，以沃尔什码输出8个符号。例如，如果施加到零插入器510的输入端的是7个符号c1、c2、c3、c4、c5、c6、c7，则在符号序列之前添加0，然后，输出8个符号0、c1、c2、c3、c4、c5、c6、c7。IFHT(逆快速海德马德变换器)520，通过逆快速海德马德变换，将这八个符号解码，并输出解码的比特。
第二实施例第二实施例被应用到一个HDR系统，其中，一个传输帧包括12个时隙，对于RRI信息，16个代码符号是在一个时隙中传输的，并且，总共192(＝12×16)个符号在一个帧中传输。在第二实施例中，注意力将集中在产生最佳的(192，3)代码的方法和使用最佳的(192，3)代码的RRI编码装置。更具体地说，(192，3)代码的产生，是通过将(7，3)删截的代码重复28次并然后在使得最小距离最佳的那些位置，将所得到的196(＝7×28)个符号的一部分进行删截。在那些位置的符号，即将被删截的符号，是四个用下划线的粗体符号，表6中所示的第3、第54、第104、和第154个符号。将要被删截的符号的位置，由n1×7+3、n2×7+5、n3×7+6、和n4×7+7(0□n1，n2，n3，n4□27，且n1，n2、n3和n4是重复块的标引)。在表6中，删截位置#3、删截位置#54、删截位置#104和删截位置#154分别是在n1＝0、n2＝7、n3＝14和n4＝21时所确定的。
(表6)1 2 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 1415 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 2829 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 4243 44 45 46 47 48 49 50 51 52 53 55 5657 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 7071 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 8485 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 9899 100 101 102 103 105 106 107 108 109 110 111 112113 114 115 116 117 118 119 120 121 122 123 124 125 126127 128 129 130 131 132 133 134 135 136 137 138 139 140141 142 143 144 145 146 147 148 149 150 151 152 153 155 156 157 158 159 160 161 162 163 164 165 166 167 168169 170 171 172 173 174 175 176 177 178 179 180 181 182183 184 185 186 187 188 189 190 191 192 193 194 195 196通过公式n1×7+3、n2×7+5、n3×7+6和n4×7+7(05n1，n2，n3，n4□27)，无论公式中的n1，n2，n3，n4为何值，被删截的符号的最小距离都一样。如果为了计算的简单，n1、n2、n3、和n4是27，那么，在(7，3)代码被重复27次之后，在第27次重复的块中，七个符号的第三、第五、第六和第七个符号被删截。在这里，由于(7，3)代码的最小距离是4，并且，在除去第三、第五、第六和第七个符号的第28次重复的块中，符号之间的最小距离是1，所以，(192，3)代码的最小距离是109(＝(4×27)+1)。这些(192，3)代码是最佳的。下面，将描述使用(192，3)代码的PRI编码装置、带编码装置的发送器、与发送器相对应的接收器。
图6中，假设有三个用0和1表示的RRI信息比特被施加给编码器600的输入端。根据本发明，编码器600的构成如图4所示。
参考图4，代码字发生器400，用表2中所示的删截的(7，3)正交代码来将三个RRI信息比特编码，然后输出七个代码符号。符号重复器410，将代码符号重复27次，并输出196个重复的代码符号。符号删截器420将196个符号中的第3(＝(7×0)+3)个、第54(＝(7×7)+5)个、第104(＝(7×14)+6)个、和第154(＝(7×37)+3)个符号删截，并输出192个符号。这192个代码符号被输入图6中所示的信号映射器620。
参考图6，信号映射器620分别将0和1转换成1和-1。乘法器635将转换的符号乘以长度为4的沃尔什码#0的转换码片(+1，+1，+1，+1)，以便进行扩展。复用器640将接收自乘法器635的以码片为单位的符号与另外的信号1和信号2进行时分复用。信号1和信号2可以是DRC信息。复用器640的输出信号I’和数据信号Q’被输入到复合扩展器650。复合扩展器650用PN扩展代码PNI和PNQ与信号I’和信号Q’进行复数相乘。也就是说，复合扩展器650将输入信号(I’+jQ’)乘以PN扩展码(PNI+jPNQ)，并输出实部信号I和虚部信号Q。基带滤波器660和基带滤波器665，在基带上，分别对实部信号I和虚部信号Q执行基带滤波。乘法器670和乘法器675，分别将从基带滤波器660来的实部信号I乘以载子cos(2πfct)、将从基带滤波器665来的虚部信号Q乘以载子sin(2πfct)。求和器680将相乘的结果求和，并将和输出以作为传输信号。
图7是用于从包括图4中所示的编码装置的发送器接收传输信号的接收器的方框图。
参考图7，乘法器770和乘法器775分别将输入信号乘以cos(2πfct)和sin(2πfct)。匹配滤波器760和匹配滤波器765将乘法器770和乘法器775的乘法结果进行滤波，并输出匹配滤波信号I和匹配滤波信号Q。复合去扩展器750将信号I和信号Q去扩展成信号I’和信号Q’。去复用器740将信号I’时分复用成另外的信号1和信号2以及一个用于RRI的信号。累加器735基于4码片而累加RRI信号，并输出192个符号。与图6中所示的编码器600相对应的解码器700将接收自累加器735的符号进行解码。
图5是根据本发明的用作图7中所示的基站中的接收器的解码器700的解码装置的方框图。
参考图5，对于192个符号的输入，与图4中所示的符号重复器410和符号删截器420相对应的符号累加器500，输出7个符号。零插入器510在7个符号前插入0，然后，以沃尔什码输出8个符号。例如，如果施加到零插入器510的输入端的是7个符号c1、c2、c3、c4、c5、c6、c7，则在符号序列之前添加0，然后，输出8个符号0、c1、c2、c3、c4、c5、c6、c7。IFHT520，通过逆快速海德马德变换，将这八个符号解码，并输出解码的比特。
如上所述，本发明可以在CDMA通信系统中通过在编码诸如RRI的信息中最大化最小距离而提高性能，其中的最小距离决定了纠错编码器在给信息编码时的性能，其中RRI信息指示传输帧的数据率。
虽然已经通过特定的优选实施例示出和说明了本发明，本领域的技术人员可以理解，在不脱离所附的权利要求书定义的本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种形式和细节上的改变。
权利要求
1.一种用于将k比特的输入信息编码并产生长度为N＞(2k-1)的代码字的方法，包括如下步骤使用(r，k)单纯码，将输入信息编码，并产生长度为r(r＝2k-1)的代码符号的序列；将代码符号的序列重复t(t=[Nr]+1)]]>次；和对t次重复的代码符号序列执行A(A＝rt-N)次删截操作，以便得到的代码的长度为N。
2.如权利要求1的方法，其中，删截的符号被均匀地分布在重复的代码符号序列中。
3.如权利要求1的方法，其中，删截的符号被限制在第t次重复的代码符号序列中。
4.一种用于将k比特的输入信息编码并产生长度为N＞(2k-1)的代码字的装置，包括编码器，用于使用(r，k)单纯码，将输入信息编码，并产生长度为r(r＝2k-1)的代码符号的序列；重复器，用于将代码符号的序列重复t(t=[Nr]+1)]]>次；和删截器，用于对t次重复的代码符号序列执行A(A＝rt-N)次删截操作，以便得到的代码的长度为N。
5.如权利要求4的装置，其中，删截的符号被均匀地分布在重复的代码符号序列中。
6.如权利要求4的装置，其中，删截的符号被限制在第t次重复的代码符号序列中。
7.一种编码方法，包括如下步骤使用(7，3)单纯码，将输入信息编码，并产生长度为7的代码符号的序列；将代码符号的序列重复t(t=[Nr]+1)]]>次；和以预定的删截方式对t次重复的代码符号序列执行A(A＝rt-N)次删截操作，以便得到的代码的长度为N，N不是7的倍数。
8.如权利要求7的编码方法，其中，如果N除以7的余数是1，则预定的删截方式可设置为删截6个任意的符号。
9.如权利要求7的编码方法，其中，如果N除以7的余数是2，则预定的删截方式可设置为删截5个任意的符号。
10.如权利要求7的编码方法，其中，如果N除以7的余数是3，则预定的删截方式可设置为删截第t次重复的代码符号序列的第3个、第5个、第6个、和第7个符号。
11.如权利要求7的编码方法，其中，如果N除以7的余数是4，则预定的删截方式可设置为删截第t次重复的代码符号序列的第3个、第5个、和第6个符号。
12.如权利要求7的编码方法，其中，如果N除以7的余数是5，则预定的删截方式可设置为删截2个任意的符号。
13.如权利要求7的编码方法，其中，如果N除以7的余数是6，则预定的删截方式可设置为删截1个任意的符号。
14.如权利要求7的编码方法，其中，如果N除以7的余数是3，则预定的删截方式可设置为删截重复的代码符号的第(n1×7+3)个、第(n2×7+5)个、第(n3×7+6))个、和第(n4×7+7)个符号(0□n1，n2，n3□(t-1))。
15.如权利要求7的编码方法，其中，如果N除以7的余数是4，则预定的删截方式可设置为删截重复的代码符号的第(n1×7+1)个、第(n2×7+2)个、和第(n3×7+3))个符号(0□n1，n2，n3□(t-1))。
全文摘要
提供一种码分多址(CDMA)通信系统中的编码装置及其方法。为了将k比特的序列的输入信息编码，并且，产生长度为N＞(文档编号H04J11/00GK1419747SQ01806922
公开日2003年5月21日 申请日期2001年3月21日 优先权日2000年3月21日
发明者金宰烈, 李炫又, 尹淳暎, 姜熙原, 崔虎圭 申请人:三星电子株式会社