无线电通信系统中使用训练序列的空间处理和定时估算的制作方法

专利名称：无线电通信系统中使用训练序列的空间处理和定时估算的制作方法
技术领域：
本发明适用于在无线电通信系统中执行接收信号的空间处理的技术领域，并且特别涉及组合空间处理、定时估算和频偏，以便使用训练序列来解析信号。
背景技术：
诸如蜂窝话音与数据无线电系统的移动无线电通信系统通常具有位于不同位置的多个基站，以供诸如蜂窝电话或无线web装置的移动或固定用户终端使用。通常给每个基站分配一组频率或信道，用来与用户终端进行通信。这些信道不同于相邻基站的信道，以避免相邻基站间的干扰。结果，用户终端可以容易地将自一个基站接收的传输与自另一个基站接收的信号区分开来。此外，每个基站可以独立地对分配给它的信道资源进行分配和使用。
这样的无线电通信系统通常包括广播信道(BCH)。BCH被广播给所有用户终端，无论这些用户终端在网络上登记还是未在网络上登记，并且此BCH向用户终端通告网络情况。为了接入网络，用户终端通常在接入网络之前调谐到BCH上并侦听BCH，然后使用BCH中的信息来请求接入网络。这样一种请求通常导致使用单独的控制和接入信道来交换有关网络的信息，并且以用户终端接收到对特定基站的业务信道TCH的分配来结束。
频率和定时偏移或延迟往往可以由用户终端根据BCH来确定，并且在上述的登记和分配处理期间还可以被更精确地确定。在空间分集多址系统中，基站可以通过确定用户终端的位置和范围以及任何其它空间参数来增强系统能力。当分配TCH时，这些空间参数还被更好地利用。然而，所有的定时、频率和空间参数都随着时间漂移和变化，并且为了得到最佳性能，必须不断地更新这些参数。
为了精确地解析TCH消息并确定空间参数以便发送返回业务，都需要用户终端消息的定时或延迟、频偏和空间特征标记(signature)。通常，最好基于对可能长的延迟扩展上的长训练序列的分析来精确地确定定时或延迟以及频偏。这会对基站的处理资源产生很大的需求，并增加产生对接入请求的应答所需的时间量。

发明内容
提供一种方法和设备，使用接收脉冲串的训练序列来执行空间处理、定时估算和频偏。根据本发明的一个方面，本发明包括在一组分集天线上接收具有已知训练序列的脉冲串；抽样在每个天线上接收的脉冲串；确定来自至少一个天线的抽样的粗定时估算；以及使用粗定时估算来确定空间加权向量。该实施例还包括将空间加权向量应用于每个天线的已接收脉冲串抽样，以形成一个单信道信号；确定此单信道信号的细定时估算；利用细定时估算来确定第二空间加权向量；将第二空间加权向量应用于每个天线的已接收脉冲串抽样，以形成第二单信道信号；和解调第二单信道信号。


下面通过非限定性的实例来图示说明本发明，在附图中相似的参考标号代表相似的部件，其中图1是可以在其上实现本发明实施例的基站的简化方框图；图2是可以在其上实现本发明实施例的远程终端的方框图；图3是实施本发明诸多方面的流程图；图4是用于最小二乘方误差相对定时搜索的曲线图；和图5是用于最小二乘方误差相对定时的跟踪搜索的曲线图。
具体实施例方式
基站结构本发明涉及一种无线电通信系统，并且可以是与多址联接系统结合的使用空分多址联接(SDMA)技术的固定接入或移动接入无线网络，这些多址联接技术例如是时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)和码分多址(CDMA)。多址联接可以与频分双工(FDD)或时分双工(TDD)相结合。图1显示了适合于实现本发明的无线通信系统或网络的基站的一个实例。该系统或网络包括如图2所示的多个用户站，这些用户站也被称为远程终端或用户终端。基站可以经由其主DSP231连接到广域网(WAN)，用于提供任何所需的数据服务和对中间无线系统的外部连接。为了支持空间分集，使用了多个天线103，例如四个天线，当然也可以选择其它数量的天线。
一组用于每个用户站的空间多路复用加权被应用于相应的已调信号，以产生将由4个天线组(bank)所发射的空间多路复用信号。主DSP231为每个常规信道产生并保持每个用户站的空间特征标记，并利用已接收信号测量来计算空间多路复用和解复用加权。这样，来自当前有效的用户站的信号(其中某些用户站在相一常规信道上可能是有效的)被分开，并且干扰和噪声得到抑制。当从基站到用户站进行通信时，建立适合于当前有效用户站连接和干扰情况的最佳多波瓣天线辐射图。例如，实现这种空间定向波束的合适的智能天线技术已经公开在1998年10月27日授权给Ottersten等人的美国专利号5828658和1997年6月24日授权给Roy，III等人的美国专利号5642,353中。
天线的输出被连接到双工器开关107，在该TDD系统中，该开关是一种定时开关。开关107的两种可能的实现方式是频分双工(FDD)系统中的频率双工器以及时分双工(TDD)系统中的定时开关。在接收时，天线的输出经由开关107连接到接收机205，并且由RF接收机(“RX”)模块205进行从载频到FM中频(“IF”)的模拟下混频。然后，由模/数变换器(“ADC”)209对该信号进行数字化处理(抽样)。只抽样此信号的实部。数字地完成到基带的最后的下变换。数字滤波器可以用来实现下变换和数字滤波，后者使用有限脉冲响应(FIR)滤波技术，这被显示为方框213。可以修改本发明以适合各种各样的RF和IF载频与频带。
在本实例中存在4个来自每个天线的数字滤波装置213的下变换输出，每个接收时隙一个输出。可以改变时隙的特定数量，以适合网络需要。尽管本实例对于每个TDD帧使用4个上行链路时隙和4个下行链路时隙，但是利用每个帧中用于上行链路和下行链路的3个时隙也可以实现预期结果。对于4个接收时隙的每一个时隙，根据本发明的一个方面，将来自4个天线的4个下变换输出馈入到数字信号处理器(DSP)装置217(以下称之为“时隙处理器”)，用于进行包括校准的进一步处理。4个摩托罗拉DSP56303 DSP可以被用作时隙处理器，其中每个接收时隙一个时隙处理器。时隙处理器217监视接收信号功率并估算频偏及时间定位(alignment)。这些时隙处理器还为每个天线振子确定智能天线加权。这些加权在空间分集多址联接方案中用于确定来自特定远程用户的信号和解调所确定的信号。
时隙处理器217的输出是用于4个接收时隙的每一个的解调脉冲串数据。该数据被送入主DSP处理器231，处理器231的主要功能是控制系统的所有部件以及与较高级处理的接口，所述较高级处理是处置在系统的通信协议中定义的所有不同的控制和服务通信信道中的通信所需信号的处理。主DSP231可以是摩托罗拉的DSP56303。此外，时隙处理器将用于每个用户终端的已确定的接收加权发送给主DSP231。主DSP231保持状态和定时信息、从时隙处理器217接收上行脉冲串数据并对时隙处理器217编程。另外，它解密、解扰、校验纠错码以及重构上行链路信号的脉冲串，随后对将要被发送以便在基站的其它部分中进行较高级处理的上行链路信号进行格式化处理。就基站的其它部分而言，它为了基站中的更高级处理而格式化服务数据和业务数据、接收来自基站的其它部分的下行链路消息和业务数据、处理下行链路脉冲串并格式化和发送下行链路脉冲串到发射控制器/调制器237。主DSP还管理基站的其它部件的编程，这些部件包括发射控制器/调制器237和RF/定时控制器233。
RF/定时控制器233与RF系统245接口，还产生大量供RF系统和调制解调器使用的定时信号。RF/定时控制器233读出并发送功率监视和控制值、控制双工器107并接收来自主DSP231的每个脉冲串的定时参数和其它设置。
发射控制器/调制器237从主DSP231接收发射数据，每次4个符号。发射控制器使用该数据来产生发送给RF发射机(TX)模块245的模拟IF输出。具体来说，将来自主DSP231的已接收发射数据变换成复合调制信号、上变换到IF频率、4次过抽样、乘以从主DSP231获得的发射加权并经由数/模变换器(“DAC”)变换成模拟发射波形，该数/模变换器是发射控制器/调制器237的一个组成部分。模拟波形被发送到发射模块245。
发射模块245将这些信号上变换到发射频率上并放大这些信号。被放大的发射信号输出经由双工器/定时开关107被发送到天线103。
用户终端结构图2示出了远程终端中的实例部件安排，该远程终端可以提供数据或话音通信。远程终端的天线45连接到双工器46，以允许天线45被用于发射和接收。天线可以是全向天线和定向天线。为了得到最佳性能，天线可以由多个振子组成，并利用如以上对于基站所讨论的空间处理。在一个备选实施例中，使用单独的接收和发射天线，则不需要双工器46。在另一个使用时分分集的备选实施例中，可以使用本领域公知的发射/接收(TR)开关替代双工器。双工器输出47充当接收机48的输入。接收机48产生输入到解调器51的下变换信号49。经解调的接收声音或话音信号67被输入到扬声器66。在数据系统中，经解调的信号被CPU进行处理或者被发送到其它部件(未示出)。
远程终端具有相应的发射链，其中将要发射的数据和话音在调制器57中进行调制。由调制器57输出、将被发射的调制信号59由发射机60上变换和放大，从而生成发射机输出信号61。发射机输出61随后被输入到双工器46，以便由天线45发射。
经解调的接收数据52被提供给远程终端中央处理单元68(CPU)，这是在解调50之前的接收数据。远程终端CPU68可以采用标准的DSP(数字信号处理器)装置诸如摩托罗拉的56300系列DSP来实现。该DSP还可以执行解调器51和调制器57的功能。远程终端CPU68经由线路63来控制接收机、经由线路62控制发射机、经由线路52控制解调器并经由线路58控制调制器。CPU68还经由线路54与键盘53通信和经由线路55与显示器56通信。麦克风64和扬声器66分别经由线路65和67连接调制器57和解调器51，用于远程终端的话音通信。在另一个实施例中，麦克风和扬声器还能直接与CPU通信，以提供话音和数据通信。
从麦克风64发送的远程终端话音信号65被输入到调制器57。远程终端CPU68供应将被发射的业务和控制数据58。在注册、对话初始化和终接期间以及在对话期间，控制数据58被发射到基站，下面将进行详细说明。
在一个备选实施例中，扬声器66和麦克风64被本领域公知的数字接口取代或者扩充，允许数据被发射到外部数据处理装置(例如，计算机)以及从外部数据处理装置中发射。在一个实施例中，远程终端CPU被耦合到标准数字接口如PCMCIA接口，由此耦合到外部计算机，并且显示器、键盘、麦克风和扬声器是外部计算机的一部分。远程终端的CPU68经由数字接口以及外部的计算机控制器与这些部件通信。如果仅进行数据通信，可以去除麦克风和扬声器。如果仅进行话音通信，则可以去除键盘和显示器。
广播信道(BCH)在一个实施例中，自广播信道BCH为每个用户终端或远程终端启动本发明的系统，该广播信道作为脉冲串从基站发射到所有潜在的用户终端。与业务信道脉冲串不同，BCH脉冲串是沿所有方向发射的，其中用户终端通常是全方向的，但是特定的波束图将取决于网络。BCH传递足够的基本信息，以便在基站与用户终端之间进行配置请求CR和配置消息CM的后续交换。BCH还向所有用户终端提供常用的频偏和定时更新信息。
下表1概括了BCH脉冲串的一个实例的内容表1

频率和定时校正训练符号可以根据本领域公知的许多方案中任一个来设置。它们也可以被合并、与同步序列交换或者被删去。
广播信息符号由15比特广播消息构成，该广播消息被调制和编码成256比特序列。符号的数量以及已发射比特的结构和序列可以被改变，以适合于各种应用。广播信道信息符号提供用户终端向基站请求配置消息所需的信息。
每个广播消息被映射成具有表2所示的信息的广播脉冲串。
表2

BStxPwr是广播消息有效的各向同性辐射功率。该数字指示基站的发射功率，并考虑了基站上可用的放大器和分集天线的数量。
BSCC是基站色码，被用户终端用来选择上行链路脉冲串的训练数据以及用于区别不同基站的广播。
BSload是基站具有的未用容量的数量指示。
在一个实施例中，设计网络，以更好地利用空分多址技术，特别是智能天线阵列信号处理。为了有助于在极密集的频率复用模式中保持可靠的空间信道，网络使用了时分双工TDMA，其中上行链路和下行链路传送总是在同一频率上。此外，由于许多用户终端是单天线并且全向发射和接收，因此除BCH之外，在下行脉冲串需要被发射之前总是先接收上行链路脉冲串。这使得下行链路脉冲串在空间上被更精确地定向。上行链路训练序列被插入到每个上行链路脉冲串中，以允许适度的快速跳频，而不考虑频率与空间信道的任何去相关。
跳频序列可以是本领域已知的许多不同序列的任何一个。在一个实施例中，用户终端最初不知道跳频方案的参数。这使网络的灵活性最大化并且增加了用户终端的灵活性。如以下所解释的，跳频参数在CM脉冲串中发射到用户。
在一个实施例中，BCH信道被无线电通信系统中的所有基站共享。使用7比特BSCC，可以容纳高达128个基站。BCH是具有重复帧的时分双工信道的一部分。包括BCH的信道是用于上行链路和下行链路的单个载频。对于高噪声环境或者为了增加健壮性，BCH可以根据预定方案跳频或者在若干不同频率上重复。重复帧包括用于每个基站的下行链路BCH，如下表3所示标记为BS1等的基站。下一个帧包括上行链路配置请求CR(标记为CR1等)以及下行链路配置消息CM，标记为CM1等。每个帧还包括多个保留时隙，显示为下表中的空框。这些时隙可以用于数据业务(如果广播信道也用于业务的话)、用于其它控制消息、或者只是保留这些时隙，以减少对网络中其它信道的干扰。在一个实施例中，其它业务信道在BCH周围跳频并且也通过BCH。对于每个相应的基站1至128，重复这些帧，以建立下文中更详细讨论的超帧。在最后的CM即CM128之后，重复该超帧并再次从用于基站1的下一个超帧和BCH开始。
表3

在另一个实施例中，BCH位于它自己的信道上，而CR和CM位于单独的控制信道上。作为选择，可以在恒定频率上提供一个BCH，并且在另一个具有跳频的信道上提供第二BCH。跳频信道在CM中说明。
登记在本发明的一个实施例中，当用户终端设法向基站登记时开始一个对话。此时，用户终端不知道它和最佳基站的相对位置，该位置是就到基站(BS)的方向和距离(或范围)而言的。因此，当用户终端(UT或远程终端或者用户站)使用配置请求(CR)脉冲串请求登记时，基站从用户终端接收传送，与已经利用来自基站的定时预指令的业务脉冲串相比，该传送具有大的定时不确定性以及未知的空间参数或者加权。
在登记之前，若干用户终端可以在相同时隙期间发射CR脉冲串，以便向相同基站登记。还可以接收寻址到不同基站的CR脉冲串。基站利用空间处理和多个天线分解这些请求。通过组合多个天线测量(波束生成)，基站最小化信号间的干扰并最大化每个接收脉冲串的信噪比(SNR)。
波束生成可以通过各种方式执行。在一个实施例中，训练序列与最小二乘方价值函数一起用来确定波束生成器的加权。这允许把信号分类成期望的和不

函数也能确保BSCC的解调捕获效果解决任何冲突。在一个实施例中，加扰通过获得编码比特序列以及将该序列与线性反馈移位寄存器的输出进行异或来执行。
表5

标识是每个用户终端对来自多个用户终端的同时消息加以区分的一组唯一的随机比特。由于比特的随机性并且数目很大，所以两个用户终端同时选择相同标识码是不太可能的。
utClass标识用户终端能力(最高调制等级，跳频能力等)。该序列标识发送CR的用户终端的类型。掌上电脑数字助理与配有固定专用天线的台式计算机具有不同的性能。借助utClass，可以区分不同性能。
TxPwr表示用户终端用于发射配置请求脉冲串的功率。例如，用户终端功率＝(2txPwr-30)dBm。
举例来说，在收到下行链路BCH脉冲串之后2265μs在控制载波上发送CR脉冲串。这样，其它未初始化的用户终端无需任何跳频序列参数的知识就能发送CR。如上所述，CR脉冲串比标准上行链路时隙更短，从而允许不知道从用户终端到基站的空间传播时间，并且CR脉冲串通常在上行链路接收窗口中的后期到达。
配置消息脉冲串结构下表6概括了一个示例的配置消息脉冲串的内容。494个信息符号依据使用调制和编码的配置消息构成。


例如，无论何时只要在相应的上行链路时隙上接收到CR，则在发送下行链路BCH脉冲串之后正好5ms时，在BCH载波上发送配置消息CM脉冲串。使用该定时，将CM送给请求的用户终端。CM还根据对空间特征标记(例如上行链路CR的DOA(到达方向)和TOA(到达时间)这样的参数)的分析，在空间定向信号中发送。由于在BCH载波上发送的CM有一个来自BCH的固定时间偏移，因此其它未初始化的用户终端可以无需跳频序列参数的任何知识就能接收CM。为了响应于CR，CM特别包括AFN(绝对帧号)、较大定时超前(timingadvance)调整动态范围、较粗功率控制和各种接入控制参数。表7概括了CM脉冲串的内容。根据系统的需要，表中列出的任何项目可以被删除，并且在后来的登记周期期间发送，或者根本不发送。
表7

符号设置的意义如下标识用户终端在CR中发送的随机标识。
pwrCtrl用户终端应当将之应用到未来的参数请求脉冲串和随机接入脉冲串的功率偏移偏移＝(2·pwrCtrl-16)dB。
timingAdjust用户终端应当将之应用到未来的随机接入脉冲串的定时超前定时超前＝timingAdjust μs。
AFN绝对帧号的10个最低有效比特。
carrierMask包含业务信道在内的载波的比特图；racarrierMask包含随机接入信道的载波的比特图(最低有效比特是载波0)。
raslotMask包含随机接入信道的时隙的比特图(最低有效比特是时隙1)。随机接入信道发生在racarrierMask和raslotMask都为非零之处。
raDec可用于随机接入信道的AFN。
hopping如果等于1，物理与逻辑载波间的关系每帧跳变。
业务信道脉冲串结构在一个实施例中，用户终端与基站形成称之为登记或者对话的关系。此登记从收听BCH(广播信道)开始，并且以切换、超时或者断开结束。登记的第一步由用户终端通过发送CR(配置请求)脉冲串和接收CM(配置消息)脉冲串来完成。如上所述，CM包括基本配置参数如跳频序列计算参数。利用来自CM的信息，用户终端随后打开一个未验证登记流。在登记流期间，交换标识和性能，设置操作参数，并且分配RID(登记标识符)和PID(寻呼标识符)。之后，建立流并将其添加到该RID或者PID以及操作参数上。这里没有提供登记的具体细节。在本发明的范围之内，许多其它登记方案也是可能的。
CM包含足够信息，使用户终端获悉相距基站的距离和RF路径损耗，校正其定时超前，调整其功率控制并且获悉跳频参数(例如，帧编号和BSCC)。根据源自CM的该信息，用户终端在具有要发射的数据时，可以开始对话，首先以RA-rreq(随机接入登记请求)开始。如果资源是可用的，基站向用户终端发送AA-reg-ack(接入分配-登记-确认)，分配一个用于登记处理的业务信道。基站和用户终端交换各种接入控制参数，包括该已建立流上的加密密钥。最后分配RID和PID。利用RID或PID，用户终端可以建立安全流，在该安全流中用户在TCH上发送和接收数据分组。
在空间分集无线电通信系统中，本发明允许通信在业务信道(TCH)上以相当精确的定时、频率和空间分集参数开始。以更精确的参数开始通信避免了使用若干帧来逐渐确定信道信息的附加等待时间。在一个实施例中，用户终端从单个天线进行全向发射，并且基站利用空间分集参数使用空间分集天线进行接收和发射。这允许在相同信道上来自于例如不同位置的发射信号可以被解析，并允许基站在单频率上向不同用户终端发送不同信号。登记处理包括用于基站的足够的信令，以获得用于发送任何寻呼的一组精确的定时、频率和空间参数。然而，在一个实施例中，在用户终端登记后已经移动或者无线信道条件已经改变的情况下，全向发射寻呼。此外如上所述，上行链路随机接入脉冲串还具有相当长的训练序列。这允许基站在用户终端已经移动或者信道已经改变的情况下，改进原先的空间处理参数。
业务信道(TCH)脉冲串由用户终端或者基站发射，以便在业务信道上发送业务。在一个实施例中，在没有数据要发送时，采用空闲比特发射TCH脉冲串，以便保持定时和空间参数。在CR和CM已经被交换后、在登记后，以及在为数据业务而分配的信道上已经打开一个流之后，发射TCH脉冲串。所以，定时和频偏以及空间特征已经被相当好地建立。在一个实施例中，定时被认为在±2个符号时间之内。
TCH脉冲串由表8中列出的若干字段组成。持续时间为微秒。在一个实施例中，符号周期是2微秒，并且上行链路和下行链路脉冲串不相同(如下所述)。作为选择，脉冲串可以被如此构成，以使上行链路和下行链路具有相同结构。网络也可以是对等网络，因此不能定义上行链路和下行链路。
表8业务信道(TCH)脉冲串字段

训练符号被分配相当于73或34个符号的146或68微秒，以便当终端之间存在任何漂移或者运动时，使信号被更精确地接收和解调。下面更详细讨论训练符号。
364或494个信息符号的构成源自发射数据缓冲器。在本实施例中，TCH脉冲串可以按各种方式调制，以便增加系统的数据容量。
训练序列对于TCH脉冲串，由于较早的CR和CM交换以及登记，定时和频偏已经是相当清楚的。因此，训练序列可以比较简单。对于上行链路脉冲串，用户终端根据BSCC和基站分配给用户终端的值来选择训练序列符号。这使来自不同用户终端的脉冲串被相互标识和区别。也可以根据序列号、产品号、ID号或者用户终端的其它存储号另行选用核心序列。在一个实施例中，训练序列有三个部分，5个符号前缀，63个符号核心以及5个符号后缀。前缀由核心的最后5个符号组成，后缀由核心的前5个符号组成。下行链路训练序列以类似方式构成，但是在总共34个符号中只有24个符号核心。假如序列是已知的，则为训练序列设定的特定长度和符号对于本发明并不重要。用于训练序列的许多不同配置也是可能的。同样，不一定区分上行链路和下行链路序列。然而，为简单起见将使用上述的73个符号的上行链路训练序列实例来说明本发明。
在使用中，通常使用查找表生成特定序列。根据自相关、互相关、周期性和相似特性来选择查找表中的值。自相关和互相关的界线有助于使这些序列的延迟版本与解析它们的最小二乘方波形生成器出现部分不相关。
TCH脉冲串解析在该应用中，黑体文本用来代表矢量，标准文本用来代表标量。完整的CR脉冲串训练序列由包括63个符号x1、x2、...x63的核心周期序列x构成。5个前缀符号放在前面而5个后缀符号放在后面。由于通常已知定时在±2个符号之内，使用一个4符号波束形成分析窗口来分析接收的训练序列。5个符号前缀和后缀确保任何63符号的样值都将落入训练序列之内。由于后缀含有核心序列的前5个符号而后缀含有核心序列的最后5个符号，因此即使将窗口提前或延迟移动5个符号，核心序列的所有63个符号也将在任一63符号的样值之内。
图3显示了根据本发明一个实施例来解析TCH脉冲串的流程图。TCH脉冲串在天线阵上接收602，并且存储覆盖波束生成器分析窗口的周期的多个天线的测量604。然后确定波束生成加权，该波束加权将对4个符号的分析窗口中的每个定时假设获得最小二乘方(LS)误差。最小二乘方误差结果被用来得出粗相对定时假设606。得出该定时包括执行符号定时的粗搜索以及执行跟踪搜索608。
然后使用相对定时确定加权向量610。该加权向量被应用于所存储的测量上，将测量从每个天线信道转换到单个信道中612。然后，分析该单个信道以确定细定时614以及预期信号的频偏616。借助这些新确定，建立第二单信道620。借助该新的单信道，解调并读出TCH脉冲串622。
该处理结构产生可以用来接收预期信号的精确波形生成器加权。
相对定时的粗搜索在TCH脉冲串已经被阵列的每个天线接收到602并且已经存储了这些信号604之后，系统根据存储的测量来确定相对定时606。在一个实施例中，利用协方差矩阵计算和乔莱斯基分解(Cholesky decomposition)完成该处理。
对于位于63个符号(核心序列)的波束生成分析窗口中的测量，假设以1.5倍的符号速率采集测量。在该实例中，搜索窗持续4个符号，以用于适应定时的不确定性。然后，假定变量coreSnapPoint指向位于波束生成器分析窗口中的第一瞬像(snapshot)，并且r(t)代表在TCH脉冲串开始之后的时间t秒(相对于基站时间)上采集的瞬像(测量向量)。可以按以下方式估算协方差矩阵R，其中TBAW是波束成生分析窗口的时间R=Σt∈TBAWr(t)rH(t),TBAW={t|coreSnapPoint≤t<coreSnapPoint+63}]]>在计算协方差矩阵R之后，可以得到矩阵L，以使R＝LLHL被定义为R的Cholesky因子。
在一个实施例中，以2/3符号为搜索步骤利用最小二乘方处理器来搜索在波束搜索窗口的4个符号上的核心训练序列的第一符号的位置。这样获得第一符号的6种可能位置，即6种假设，并因此有6次最小二乘方(LS)误差计算。向量coarseSearchGrid包含延迟假设值，用于在零的标称定时周围建立的每个2/3符号增量。(这里使用的单位是符号周期)CarseSearchGrid＝[-5/3，-1，-1/3，1/3，1，5/3]，包含用于6种假设的延迟值。
对于每个延迟假设k，(1≤k≤6)，执行以下计算为每种假设计算互相关向量pkPk=Σt∈TBAWr(t)d*(t+τk)]]>其中，r(t)接收信号样值，d(t)是预期信号的样值。预期信号样值被假定为能够以24倍的符号速率过采样。值τk是用于第k种假设的假定延迟，即τk＝coarseSearchGrid(k)。
回代应用得到的向量pk来求出每种假设k的中间向量xk，其中L是上述的Cholesky因子Lxk＝pk然后计算适合每种假设的最小二乘方(LS)fk=f(τk)=Σt∈TBAW|d(t+τk)|2-XkHXk]]>图4显示了纵轴702上的LS价值函数，它是横轴704上6种假设的时延τ的函数。横轴以符号时间的2/3为单位标注，这与1.5倍符号速率的抽样速率相一致。所选择的最佳粗搜索时延估算706被显示在图4中τ＝-1/3符号处。需要注意的是，延迟是相对于TCH脉冲串预期到达的标称时间而被测量的。该标称时间被命名为coreSnapPoint。
跟踪搜索在作出相对定时的粗确定606后，可以执行跟踪定时搜索608。该搜索具有一个进一步的LS误差计算。计算的结果可以与来自粗搜索的最佳LS误差进行比较。
来自粗搜索的LS误差向量fk的端点非常大。这样，如果最小值在该范围的一个端点上，则下一个最接近值将是六个估算之一。
在粗搜索中，形成以下8个维数向量updatedLSValues＝[f6，f1，f2，f3，f4，f5，f6，f1]以及updatedCoarseSearchGrid＝[-5/3，-1，-1/3，1/3，1，5/3]假定通过粗搜索过程选择了f3的假设(τ＝-1/3)(当前列出的)，这是因为f3＜f2＜f4。在跟踪搜索过程中，计算τ＝-2/3的LS误差，因为这形成与f2(τ＝-1)和f3(τ＝-1/3)相对应的延迟之间的范围的中间点。图5图示了这一情况。
图5显示了作为6种假设804的函数的LS价值函数802，其中以1.5倍于符号速率的速率再次对时域抽样。所选择的最佳情况粗搜索时延估算806是τ＝-1/3符号。在附加假设测试之后，可以再次拾取对应于最小的最小二乘方误差的该假设(在7个假设之中)。在该实例中，τ0＝-2/3是完成此任务的延迟值808。
波束生成加权在跟踪搜索之后，将相对定时延迟τ确定到符号周期608的三分之一之内，加权向量w0被重新计算以便按以下方式提取预期信号
使用互相关向量P0以获得最佳假设P0=Σt∈TBAWr(t)d*(t+τ0)]]>并且对应的中间向量x0Lx0＝p0可以通过解析以下回代来计算加权LHw0＝p0关于得到的已经被确定为f(τ0)的LS误差f(τ0)=Σt∈TBAW|d(t+τ0)|2-x0Hx0]]>波束生成操作获得一个单信道测量，该测量应被称为g(t)，并定义如下g(t)＝w0Hr(t)需要注意的是，此时频率估算(搜索)还未被执行。这将搜索减至一维，即时延。由于波束生成分析窗口的持续时间、接收信号中预期的最大频偏以及波束生成器输出的目标SNR电平，因此可以避免频率搜索。当波束生成器分析窗口短得足以使频偏忽略不计时，预期信号失配将不至于太明显而恶化性能。此外，尽管使用MSE波束生成器(认为是理想的协方差矩阵和引导向量)也不能将SNR改善到高电平(超过5dB)，因此实际的波束生成器不能发现预期信号中的缺陷(诸如频偏)。在一个实施例中，TCH脉冲串有效负荷以0dB到20dB的SNR起作用。此外，随后的频率和细定时的单信道估算将使用更少的计算来减轻这些SNR问题。
细定时估算器粗搜索和跟踪搜索为定时延迟提供了3倍于符号速率的有效速率。可以改善定时分辨率，以便更好地解调有效负荷。在最坏情形的定时情况下(1/6符号周期的定时误差)预计有严重的符号间干扰。为了估算细定时614，可以使用Oerder-Meyr盲定时估算器。该定时器不去假定任何已发射符号的知识，在此意义上讲它是盲目的。因此它对频偏误差不敏感。Oerder-Meyr估算器可按以下方式使用首先，使用内插滤波器将g(t)内插到符号速率的3倍(从符号速率的1.5倍)，其输出被称为gi(t)。测量处理的持续时间总计达63+5+100＝168个符号周期，这是核心序列加上后缀再加上前100个信息符号。信息符号的使用增强了细定时估算的精确度。可选地，最初可以按3倍速率对符号抽样。在这种情况下，每隔一个的抽样被用于粗搜索和跟踪搜索。
然后，经无记忆非线性(memoryless nonlinearity)获得内插信号gn(t)＝|gi(t)|。
绝对值非线性以多种符号速率生成音调。该非线性只是通过适合多边形而获得的近似。例如，如果z是用z＝zr+jzi表示的复数，那么|z|≈max(|zr|，|zi|)+0.34×min(|zr|，|zi|)。在该符号速率的复正弦波的零交叉点通过使用3点DFT确定，该位置被定义为符号传输瞬间。最后，在最接近跟踪搜索所标识的位置处找到符号传输瞬间，以作为周期训练序列的第一符号的位置。使用Oerder-Meyr定时估算器而获得的封闭型估算被定义为τfine。
粗频率估算器在获得细定时614之后，在分析窗口中使用该测量和预期信号来计算互相关函数，并把粗频率估算616确定为互相关函数的峰值。为了简便起见，以1.5倍的采样速率进行分析(而不是用于细定时搜索的3倍速率)，然而也可以使用许多其它的抽样速率。具体说，对于第m个频率假设，计算函数freqMatch(m)freqMatch(m)=|Σt∈TABWg(t)d*(t+τfine)exp(-j2πfmt)|2]]>将使reqMatch(m)最大的候选频率选作频率估算fcoarse。以Hz表示的候选频率(fm)取自集合{-500，-375，250，-125，125，250，375，500}作为选择，可以把频率不确定性视为很小，并且执行更少的假设测试。
更精确的波束生成使用频率和定时估算τfine、fcoarse，可以确定改善的加权向量wfinal618，并将其应用于所发现的核心序列上，以获得预期脉冲串的估计□(t)□(t)＝wfinalHr(t)通过采用d(t+τfine)exp(j2πffinet)作为LS误差计算中的预期信号，来获取更精确的加权向量。然而，如果对应的LS误差大于基于跟踪搜索的LS误差f0，则拒绝细定时和频率估算，并将估算设置为τfine＝τ0以及fcoarse＝0，由此获得wfinal＝w0。
为了进一步改善在高的复制后(post-copy)SNR电平上的SNR结果，可以利用适合于t＝τfine时的多信道测量的LS、在位置fcoarse+[-800，0，800]处的粗频率估算附近执行细频率估算的搜索。包含此搜索，以改善CR脉冲串解调器的频率估算性能。
然后可以使用所有估算中的最佳估算来重新计算加权向量，以最小化误差。最后可以使用空间加权、已应用的定时和频偏620来复制输入信号。该输入信号是使用来自所有分集天线的值最初接收的1.5倍过采样信号。在应用加权向量之后，使用滤波器组来应用符号定时调整。这样以波特速率提供波特定位抽样。对这些波特定位抽样进行频偏补偿。解码器得到该波特上的样值，然后解码信息符号以获得这些比特。解码器结构取决于发射机中所使用的编码器类型。
一般问题以上讨论的方法导致在时延和频偏方面改变接收的信号。这样可以使测量保持相同，因此不一定需要为每种假设重新计算样值协方差矩阵及其Cholesky解析，这样得到了显著的计算优点。
尽管已经公开了二维搜索过程，即对时间和频率的搜索，但是也可以使用一维搜索。此外，上述方案对于整个搜索过程使用多信道测量。如果通过分解原始测量来使用适当获取的总测量的子集，则能够显著减少计算量。
例如，在GSM(全球移动通信系统)设置中，训练序列足够短，所以在最小二乘方处理中频偏不会造成畸变并且可以被安全地忽略。
在上述说明中，为了解释，描述了大量的特定细节以便为本发明提供全面的理解。但是本领域的熟练技术人员将会明白没有某些这些具体细节也可以实现本发明。在其它实例中，公知结构和装置以方框图形式显示。
本发明包括多个步骤。本发明的步骤可以通过硬件部件如图1和图2所示的部件执行，或者在机器可执行指令中实施，所述指令可以用来使采用所述指令编程的通用或者专用处理器或者逻辑电路执行这些步骤。作为选择，所述步骤可以通过硬件和软件的组合来执行。这些步骤已经被描述为由基站或者用户终端执行。然而，被描述为由基站执行的任何步骤也可以被用户终端执行，反之亦然。本发明同样可以应用这样的系统中，该系统中的终端彼此通信，而不需要将任何一个指定为基站、用户终端、远程终端或者客户终端。本发明可进一步适用于对等网络。
本发明还可以被提供为计算机程序产品，该产品可以包括机器可读媒体，其上存储有用来对计算机(或者其它电子装置)编程的指令以执行本发明的处理。机器可读媒体可以包括但不限于软盘，光盘，CD-ROM，磁光盘，ROM，RAM，EPROM，EEPROM，磁或光卡，快速存储器或者适合于存储电子指令的其它类型的介质/机器可读媒体。此外，本发明还可以作为计算机程序产品而被下载，其中程序可以从远程计算机经由通信链路(例如调制解调器或者网络连接)通过在载波或者其它传播媒体中实施的数据信号传递到请求计算机。
重要的是，尽管本发明是以用于便携式手机的无线互联网数据系统为背景来描述的，但是本发明也可以应用于各种其中交换数据的不同无线系统。这样的系统包括话音、图像、音乐、广播和其它类型的数据系统而不需要外部连接。本发明还可以适用于固定的远程终端以及低速移动或高速移动终端。这些方法之中有许多方法是以它们最基本的形式来描述的，但是可以对任一方法添加或者删除步骤，并且可以对任一所述消息添加或者减去信息，而不背离本发明的基本范围。本领域熟练技术人员将会明白可以作出许多改进和适应性修改。提供特定实施例不是为了限制本发明，而是为了说明它。本发明的范围不是由以上提供的特定实例确定，而是仅仅由以下权利要求确定。
权利要求
1.一种方法，包括在一组分集天线上接收具有已知训练序列的脉冲串；对每个天线上接收的脉冲串抽样；确定来自至少一个天线的样值的粗定时估算；使用粗定时估算来确定空间加权向量；将所述空间加权向量应用于每个天线的接收脉冲串样值，以形成单信道信号；为所述单信道信号确定细定时估算；使用所述细定时估算来确定第二空间加权向量；将第二空间加权向量应用于每个天线的接收脉冲串样值，以形成第二单信道信号；和解调第二单信道信号。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括为第二单信道信号确定频偏估算，其中确定第二空间加权向量包括使用该频偏估算。
3.根据权利要求2所述的方法，其中确定频偏包括根据一部分样值来计算多个候选频偏的互相关向量，和选择对应于互相关函数的峰值的一个候选频偏。
4.根据权利要求1的方法，还包括通过分析近以粗定时估算的假设定时估算来改进粗定时估算。
5.根据权利要求1所述的方法，其中确定粗定时估算包括计算一部分样值相对于训练序列的所选部分的互相关向量，每个互相关向量对应一个相对定时假设，以及每个互相关向量组合出现在分析窗口内的间隔上的样值；使用所计算的互相关向量来计算每种假设的最小二乘方拟合；和选择对应于最小的最小二乘方拟合的样值组合作为接收脉冲串的粗定时。
6.根据权利要求5所述的方法，其中计算最小二乘方拟合包括将假设的接收序列与对于每种假设已知的序列进行比较。
7.根据权利要求6所述的方法，其中根据互相关向量和Cholesky因子来确定假设的接收序列。
8.根据权利要求5所述的方法，其中计算互相关向量包括计算均匀间隔开的样值的一部分的互相关向量。
9.根据权利要求1所述的方法，其中确定细定时估算还包括通过将定时估算算法应用于选择样值的内插序列来确定选择样值的细定时。
10.一种机器可读媒体，其上存储有表示指令序列的数据，当这些指令被机器执行时使机器执行包括如下的操作在一组分集天线上接收具有已知训练序列的脉冲串；对每个天线上接收的脉冲串抽样；确定来自至少一个天线的样值的粗定时估算；使用所述粗定时估算来确定空间加权向量；将所述空间加权向量应用于每个天线的接收脉冲串，以形成单信道信号；为所述单信道信号确定细定时估算；使用所述细定时估算来确定第二空间加权向量；将第二空间加权向量应用于每个天线的接收脉冲串，以形成第二单信道信号；和解调第二单信道信号。
11.根据权利要求10所述的媒体，还包括当被机器执行时使机器执行进一步操作的指令，所述进一步操作包括为第二单信道信号确定频偏估算，其中确定第二空间加权向量包括使用所述频偏估算。
12.根据权利要求11所述的媒体，其中确定频偏的指令还包括当被机器执行时使机器执行进一步操作的指令，所述进一步操作包括根据一部分样值计算多个候选偏移的互相关向量，和选择对应于互相关函数的峰值的候选偏移。
13.根据权利要求10所述的媒体，还包括当被机器执行时使机器执行进一步操作的指令，所述进一步操作包括通过分析近似粗定时估算的假设定时估算来改进粗定时估算。
14.根据权利要求10所述的媒体，其中确定粗定时估算的指令还包括当被机器执行时使机器执行进一步操作的指令，所述进一步操作包括计算一部分样值相对于训练序列的所选部分的互相关向量，每个互相关向量对应一个相对定时假设，以及每个互相关向量组合那些出现在分析窗口内的间隔上的样值；使用所计算的互相关向量来计算每种假设的最小二乘方拟合；和选择对应于最小的最小二乘方拟合的样值组合作为接收脉冲串的粗定时。
15.根据权利要求14所述的媒体，其中计算最小二乘方拟合的指令还包括当被机器执行时使机器执行进一步操作的指令，所述进一步操作包括将假设的接收序列与对于每种假设已知的序列进行比较。
16.根据权利要求15所述的媒体，其中根据互相关向量和Cholesky因子来确定假设的接收序列。
17.根据权利要求14所述的媒体，其中计算互相关向量的指令还包括当被机器执行时使机器执行进一步操作的指令，所述进一步操作包括计算均匀间隔开的样值的一部分的互相关向量。
18.根据权利要求10所述的方法，其中确定细定时估算的指令还包括当被机器执行时使机器执行进一步操作的指令，所述进一步操作包括通过将定时估算算法应用于样值的内插序列来确定所选样值的细定时。
19.一种设备，包括一组分集天线，用于接收具有已知训练序列的脉冲串；用于对每个天线上接收的脉冲串抽样的装置；用于确定来自至少一个天线的样值的粗定时估算的装置；用于使用粗定时估算来确定空间加权向量的装置；用于将空间加权向量应用于每个天线的接收脉冲串以形成单信道信号的装置；用于为单信道信号确定细定时估算的装置；用于使用细定时估算来确定第二空间加权向量的装置；用于将第二空间加权向量应用于每个天线的接收脉冲串以形成第二单信道信号的装置；和用于解调第二单信道信号的装置。
20.根据权利要求19所述的设备，还包括用于为第二单信道信号确定频偏估算的装置，其中用于确定第二空间加权向量的装置包括用于使用频偏估算的装置。
21.根据权利要求1所述的方法，其中至少根据TDMA、FDMA、CDMA和TDD无线电通信系统之一来配置脉冲串。
22.根据权利要求10所述的媒体，其中至少根据TDMA、FDMA、CDMA和TDD无线电通信系统之一来配置脉冲串。
23.根据权利要求19所述的设备，其中该设备被包括在至少TDMA、FDMA、CDMA和TDD无线电通信系统之一中。
全文摘要
本发明提供了一种方法和设备，使用已接收脉冲串的训练序列来执行空间处理、定时估算和频偏。根据本发明的一个方面，本发明包括在一组分集天线上接收具有已知训练序列的脉冲串；对每个天线上已接收的脉冲串抽样；确定来自至少一个天线的样值的粗定时估算；和使用粗定时估算来确定空间加权向量。该实施方式还包括将空间加权向量应用于每个天线的接收脉冲串，以形成单信道信号；为单信道信号确定细定时估算；使用细定时估算确定第二空间加权向量；将第二空间加权向量应用于每个天线的接收脉冲串，以形成第二单信道信号；和解调第二单信道信号。
文档编号H04B7/10GK1504022SQ02808706
公开日2004年6月9日 申请日期2002年3月27日 优先权日2001年4月24日
发明者M·C·多甘, P·佩特鲁斯, M·D·特罗特, M C 多甘, 特罗特, 芈乘 申请人:阿雷伊通讯有限公司