电视通信系统的自适应扩展信息能力的制作方法

专利名称：电视通信系统的自适应扩展信息能力的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于同时发送电视信号和数字信号的系统和方法，具体地说，涉及这样的系统和方法在把数字信号调制到电视信号上时提供适当的补偿和校正，使得所述数字信号基本上与电视信号正交并基本上对消费等级的电视接收器是不可检测的和不显示的。
本申请是2002年8月9日提交的、Ciciora等发明人的题为″现有的通信传输系统的扩展信息能力″的申请USSN10/319,671的部分继续申请，所述申请USSN10/319,671是题为″现有通信传输系统的扩展信息能力″的申请USPN6,433,835的部分继续申请，后者亦为1999年4月16日提交的题为″现有通信传输系统的扩展信息能力″的国际专利申请PCT/US99/08513，两者均包括在此作参考。本文档还依靠USSN60/374,216题为″作为提高可以用于把数字数据嵌入NTSC或PAL电视载波中的速率的方法的扩频副载波调制″以及题为″自初始化的带有自动增益控制的判决反馈均衡器″的USSN60/341,931的优先权，此二文献均附此作参考。
背景技术：
20世纪后期的数字革命引起后来被称为″丰富媒体″的巨大需求，除别的以外，包括视频、数字音乐、动画和各种交互式商贸。尽管在城市到城市的数字信息分布方面取得了巨大进展，但是在所谓″最后一英里″用于表示宽带无线电通信基础设施(诸如电话交换局或光纤集线器)的终端和住宅或商业的信息最终用户之间的最后链路的一个术语，存在严重的延迟和效率低下。
同时，半个多世纪中已经用来向美国现在约3亿台电视机广播全动感视频信息的长期建立的模拟电视广播基础设施，尚未成功用来发射宽带数字信息。尽管在数字电视(″DTV″)技术上已经取得了进展，但由于室内接收和干扰方面的问题，加上用户相对地满足于现有的模拟电视性能的质量，因而对投资新设备来接收看来视觉质量好不了多少的节目，至今市场接受程度还很差。另外，无线电广播播送者面对必须在设备和设施上为DTV作相当大的新投资，但是为此付出代价而得到的效益回报却不大的经济难题。尽管预期这些问题会随着时间而得到解决，但是已经安装的模拟电视接收器相当大的基数，意味着模拟广播电视还将继续作为一个有生机的媒体再存在许多年。
同时，用户继续希望加快速度，而且使他们接收的数字内容的属性和质量更加丰富多彩。随着个人计算机的迅速普及，在1990年，易于使用的图形界面现在使用户易于选择和观看MPEG及其他流式视频内容，欣赏MP3音乐文档，通过互联网进行电话交谈(有时陪有视频)，并处理和存储JPEG或其它格式的数字图像。然而，脆弱的链路仍旧是上述″最后一英里″，起着瓶颈作用，使大型数字文档移送到最终用户的速度降低。覆盖这″最后一英里″的当前选项包括采取双绞线或DSL电缆电视连接到一个特殊调制调解器、卫星链路、供电线路、电话装置和诸如MMDS和LMDS等本地通过空气的接口。这些选项中的每一个都有它自己的问题，不管以下各种形式中的哪一种造价、频带宽度有限、噪音过大、在线活动的容量造成约束、交换/路由引导能力不足以及传输串扰。
除了这些最后一英里选项造成的问题以外，通到最终用户的大部分数字通信当前都采用点到点通信的形式这一事实造成了决定性的约束。无论传输介质是数字、模拟还是其结合，最后，内容的分组必须寻址并通过电路交换、分组交换或两者都用，提交到用户的地址。相应地，为了在诸如互联网等原来只为正文通信设计的基础设施上提交诸如MPEG视频等带宽密集的内容，要求数量相当大的交换和路由选择活动。虽然从城市到城市并且远至邻近城市在许多区域都已经安装了足够的光纤，但是当前的瓶颈是交换和路由选择设备发展较慢。所述约束可能部分地掩盖了较慢的发展和足够的网络交换和路由选择能力的安装，来容纳用户具有″最后一英里″连接性和按照他们对视频、音频及其他丰富的媒体内容实现所需的设备时将不得不面对的需要。
本发明的各种实施例与传统的基础设施相比至少具有两个明显的优点。第一，它们代表了电话、电缆、供电线路、卫星和本地无线接口的替代方案。(另外，按照这些实施例可以广播的带宽不是卫星通信约束其范围的功率、发射机应答器或成本)。第二，它们提供一些显著地适合于诸如电影和视频、分布等高带宽内容的系统，因为它们使用广播的体系结构。这消除了点到点的体系结构下对数据分组进行路由选择和交换所需的巨大的处理能力和硬件需求。
本发明这样的实施例利用了这样一个事实，即模拟电视信号是基于半个多世纪以前设计的系统，它没有利用每一个通道所占电视频谱的标准的6兆赫的最大信息能力，因而有机会在不降低它仍然携带原订要携带的电视节目的能力的情况下增加更多信息。
然而，给模拟电视频谱增加信息并非直截了当的努力可成之事。广播模拟电视频谱是一条精细的包络线，无论是NTSC、PAL或其他。这些标准是在20世纪中期基于当时存在的基于分立真空管的技术开发的，并满足某些驱动这种新介质的巨大的市场接受程度所需的成本和性能要求。为了适应遗留的模拟电视接收器的庞大的用户基础，发射标准基本上保持原样，尽管随后引入的彩色电视和立体声，连同它们所需的所有附加信息。相应地，随后在模拟电视通道频谱中引入更多信息的努力，不允许与黑白和彩色电视接收机现有的用户基础所呈现的视频或声音质量严重冲突。为了解决这些问题，近年来人们已经作了一些努力，正如在先前引用的USSN 09/062225中所总结和讨论的。然而，本发明人已经发现一些新的和有用的技术和电路，用于在不严重影响用户等级电视接收机接收和显示的视频或音频内容的视频或音频质量情况下，在模拟电视信号通道中引入数字信息。
概要本发明的各种实施例提供用于实现标准模拟电视信号和尤其可以携带上面讨论的那种丰富的内容的数字数据信号的同时传输的设备、方法和系统。本发明的实施例可以安装在电视广播设施上，并连接到标准电视台发射机，以便以这样一种方式实行现有的电视节目和带宽相对较高的数字数据传输两者的同时传播，使得标准电视接收机继续不损坏至可以感觉到的程度地接收和显示节目，但特殊的数据接收器仍可以检测和提取完好的数字信号。推荐的发射机实施例包括标准电视信号通路和数据信号通路。最终，数据以与图像载波基本上正交的调制方式提供，从而在理论上使它对电视接收机是″不可见的″。
然而，尽管数据是基本正交调制的，但由于商业电视接收机中不同的滤波器及其他组件的复杂作用于及各制造厂家的设计不同，图像质量还是可能由于所述数据的存在而有某种程度的下降。反之，数据编码过程可能导致某些数据完整性的丢失。因此，本发明的实施例还包括用于预先考虑可能的畸变并预先对其进行校正的其它新型电路和过程，以便改善电视接收机显示时最后的图像质量，以及改善可以成功传输，然后从所述信号提取的数据数量和质量。
抑制用于改善按照本发明的各种实施例的系统性能的第一种这样的技术包括对所发送的视频信号进行数字数据信号的影响方面的″抑制″或校正。在这样的实施例中，电视信号要发送时，在电视广播设施的功率放大级之前或在其他适当的点上对于某些″频道度量″进行采样。这些频道度量，除别的以外，可以包括数据信号的注入相位、插入电平、数据通道均衡化、抑制均衡化、抑制最佳化和同步偏移量控制信号。这些度量，除其它电路外，馈送到抑制信号发生器，后者以一级或多级的形式产生校正信号，以便进行数据对视频信号的影响方面的校正。在一个推荐的实施例中，抑制发生器包括多个抑制级，用于迭代地生成抑制信号。
发射机和其它非线性效应的调整本发明的各种实施例还包括进行电视信号中的非线性畸变方面的校正，所述非线性畸变固有地存在于为发射而对其进行放大的过程中。除必要时的(必要时被抑制的)视频信号以外，可以把一些或全部频道度量加于查用表上或反映发射机特性随着时间的变化或发射机的其它特性的其它电路上。可以产生相位校正信号和振幅校正信号，以便调整不同的参数，包括数据信号，并且必要时包括由用于影响把数据信号升频转换为RF(射频)的回路所产生的基准信号，以便使之与视频信号协调。
数据升频转换调整本发明的各种实施例适合于利用例如锁相环(PLL)提供这样一种基准信号，所述锁相环部分地由激励级之后(或从其他适当的点)的视频信号降频转换而得的信号驱动。锁相环还可以使用来自查用表的输入，以便反映发射机的非线性，以及必要时，进行插入相位调整，以便控制用于数据升频转换的本机振荡器合成。
数据滤波调整本发明的各种实施例还可以使用由监控接收机产生的频道度量来调整对数据信号的滤波或其它处理。例如，频道度量除其它电路以外还可以提供给Nyquist补偿电路或残留边带滤波或它们两者，以便进一步改善这样的实施例的性能。
监控接收机/仿真器除别的以外，按照本发明的各种实施例的电视监控接收机还可以包括一个或多个电路，后者仿真或构成用户等级电视接收机的各部分，必要时还可以仿真它在接收区域内的地理位置。这样的监控接收机还可以完全用软件建模，因而采取虚拟形式。它们可以仿真各种各样电视接收机的性能，给所述响应加权并使用所述加权后的响应以便产生可以如上述使用的频道度量。
DSP(数字信号处理器)实现按照本发明的其它实施例，大部分与数据和视频信号相关的电路和过程可以用数字信号处理(DSP)电路和软件利用在所述领域传统的技术实现，从而提供更大的灵活性和可升级性。
接收机按照本发明一些实施例的接收机可以接收按照本发明产生和发送的数据/视频组合信号，包括标准电视信号和数据信号，并且除别的以外，至少可以恢复与数据有关的信号，诸如数据估计信号。这些信号可以经过滤波以便获得预测的数据输出信号。按照本发明的一些实施例，对视频估计信号进行滤波，以便预测在预测数据输出信号中不希望有的分量。可以利用组合器从所述预测的数据输出信号中去掉不希望有的分量。
除别的以外，按照本发明一些实施例的接收机还可以包括符号估算器和符号组合器。所述符号估算器产生符号估计信号，而所述符号组合器则从所述符号估计信号减去预测数据输出信号，以便产生符号差错信号。可以馈送所述符号差错信号，以便调整至少一个用于产生所述预测数据输出信号和所述预测数据输出信号中不希望有的分量的自适应滤波器。在本发明的一些实施例中，自适应滤波器利用诸如最小均方(LMS)算法等已知技术进行自适应均衡化和自适应视频(噪音)抵消。除其他以外，其它实施例可以使用盲反褶积用的其它已知的自适应均衡化方法，诸如递归最小平方(RLS)算法或其它已知方法，诸如随机梯度下降、Polyspectra或Bussgang法。本发明接收装置的一个推荐的实施例还可以包括同步信号恢复处理器和前向增益控制器，以便利用NTSC及其他标准模拟电视信号的强同步信号和定时特性。
附图的简要说明

图1是功能框图，表示按照本发明一个方面的发射机侧系统的推荐实施例的各部分；图2是数据信号频率曲线，取自图1系统的2-2点；图3是扩展的数据信号频率曲线，对应于图2中所示的频率曲线；图4是视频信号频率曲线，取自图1系统的4-4点；图5是数据信号频率曲线，取自图1系统的5-5点；图6A是发生器一个版本的功能框图，所述发生器可以产生用于图1系统中的注入相位频道度量；图6B是基准相位频道度量电路的功能框图，它可以和图6A的发生器一起用于图1的系统中；图6C是数据相位频道度量电路的功能框图，它可以和图6A的发生器一起用于图1的系统中；图7是监控接收机的功能框图，它可以用于图1的系统中；图8是数据通道均衡化度量电路的功能框图，它可以用于图1的系统中；图9是同步偏移量频道度量电路的功能框图，它可以用于图1的系统中；图10是抑制均衡化频道度量电路的功能框图，它可以用于图1的系统中；图11是抑制最佳化频道度量电路的功能框图，它可以用于图1的系统中；图12是功能框图，表示可以用于图1的系统中的抑制信号发生器的一种形式；图13是功能框图，表示可以用于图1的系统中的级联抑制信号发生器的一种形式；图14是功能框图，表示视频基准发生器的一种形式，可以与诸如图12和13中所示的抑制信号发生器配合使用；图15A是可以按照本发明使用的接收机推荐实施例的各部分的功能框图；图15B是可以按照本发明使用的接收机推荐实施例的其他部分的功能框图；图15C是图15B所示实施例的替代版本的功能框图；图16是图15的接收机中视频抵消和均衡化之后的正交振幅调制星座(Constellation)图；图17是QAM星座图，表示在图15的接收机中出现的电视发射机放大器非线性效应；图18A和图18B是QAM星座图，举例说明恒模算法可以如何用于盲均衡化。
详细说明按照本发明的推荐的实施例的数据发射机和接收机系统示于图1-17。简而言之，所述系统以与标准电视信号的图像载波正交的方式，最好以与电视接收机接收的图像载波正交的方式发射和接收数据。通过对标准电视接收机的建模或仿真，把信息反馈到发射机编码器设备，所述发射机使用自适应技术来保证发送信号中的数据，在电视接收机视频检波电路的输入端看来，维持完美地或接近完美地锁定在与图像载波正交的状态，并在数据不严重影响视觉的情况下在接收机上呈现电视节目。
本发明的数据发射系统包括数据发射输入链和视频输入链。所述系统利用电视视频信号的强同步和定时特性，以便易于恢复本发明的数据发射机强制加上的数据。现将在这里用NTSC电视信号作为示例性电视信号。本专业的技术人员会意识到，本发明并不局限于NTSC信号，而是可以轻易地应用全世界广泛采用的PAL电视信号。
视频信号通路和用于同步的视频信号的使用在″详细说明″段落中进行的讨论以及附图都涉及示于图1的实施例，除其他以外，其中作为示例给出可以使用本发明实施例的不同方面的某些(但是不是全部)方法。因此，这些附图和讨论旨在举例说明本发明一些实施例的一些方面，它不应被解释为本发明只限于不同的电路或过程，或要求存在不同的电路或过程，或它们的组合才能实现本发明、本发明的方面或落入在本发明的范围之内的电路或过程。如果所述″详细说明″段落任何部分被引述，则所述段落应是为了完全地阐明所述部分而援引的，并为此目的附此作参考。
相应地，图1表示基带视频信号，诸如来自任何传统的电视节目来源，施加于A/D(″模数″)转换器100。在约34/秒(″Msps″)下对所述信号进行采样。通过二分频滤波器102以2抽1的因数下降抽样(decimated)为约17Msps。本发明的数据发射机在激励器(exciter)103之前(它包括标准电视发射机的第一级)截取视频信号，。
可以在输出到标准电视发射机之前的视频通路上引入延迟。所述延迟考虑到直至数据编码系统的前向链的所有处理的延迟，使得在把数据注入到所述视频的点上，由数据编码器注入的复合信号的所有视频衍生分量与作为电视信号发射的实际视频信号同步。所述延迟等于通过数据发射机的处理延迟和通过电视发射机的延迟之间的差值。
发射机同步电路101从诸如水平和垂直同步间隔的时间位置等视频信号定时和同步信息取出同步端(tip)电平和色度副载波的频率和相位。发射机同步电路101使用(从每)4(个)抽(取)1(个)的视频信号。可以用传统的方法来提取定时和同步信息。
所述提取的色度副载波频率和相位提供主时钟，后者形成驱动在图1所示的实施例中所有数据处理的基础，除别的以外，诸如模数(A/D)转换、数模(D/A)转换和数据信号的频移。当所述数据载波信号加到图像载波信号上时，图像载波比数据信号约高20dB。简而言之，所述相对较高的图像载波信号提供在注入点上把数据与视频对准所需的定时。
数据信号通路和前端数据处理例如，可以被封装在MPEG-2传输分组中的数据，首先引入Reed-Solomon前向纠错编码器104，后者把数据从188字节长度展宽到208字节。然后数据经受交错函数106，后者对所述块在时间上进行扰码处理。在接收机侧，若有大量突发性差错出现，则所述脉冲串会被分开，并扩散在大量的块中，使得所述代码具有好得多的从差错恢复的几率。Reed-Solomon编码器与交错器一起能够从每200个字节的输入块中检测和纠正多达六字节差错。这些技术在先有技术中是已知的。然后对数据进行标准框架代码调制(″TCM″)108。
然后对信号进行加2内插并用平方根上升余弦(SRRC)滤波器滤波(集中标示为112)。所述加2内插器和SRRC滤波器112的输出是一个带有独特的上和下侧能带的复基带信号。也就是说，载波是DC(直流)或0Hz。
然后在滤波器114上对所述数据信号进行加7内插(″加7内插″)，以便保证所述系统具有足够的多余带宽在不产生假信号分量的情况下处理所述信号。所述内插器在每个数据点之后附加6个零，正如先有技术已知的。正如以下所讨论的，由于下述原因，加7内插电路还从监控接收机接收频道度量控制(″CMC ″)信号。加7内插之后，复基带QAM信号处于约8.6兆赫的速率，这代表613千符号/秒，亦即，以每个符号14个样值的速率采样。
在本发明的一个实施例中，混频器116把所述复基带QAM信号乘以复400KHz副载波并把QAM信号移动400KHz。其它实施例可以涉及把QAM信号移动多达850KHz，来利用在频谱能量上从图像载波和从用户等级电视接收机上得出的视频检波器灵敏度主要区域移开而造成的损害的进一步减少。除这个对视频信号的损害减小以外，这样的频移还减轻接收机系统相位噪音和诸如视频和视频同步等同相元件造成的相随的所需数据信号的破坏。
本发明其他实施例可以包括动态地从若干QAM星座进行选择的装置，以便根据预测平均接收机信噪比来优化数据通过量。所述方法使系统操作员可以利用白天和夜晚之间出现的RF信号传播质量上的漂移，或者与天气或其它暂时性条件有关的漂移，或者针对本地地形的RF传播特性或到预期的接收机的距离或其它目的来优化特定系统。
然后发射机系统取所述结果的实部，建立既有正频率分量又有负频率分量的信号。所述信号被组合并进行其它操纵和调整之后，被送到电视台功率放大器159并且当它被送到电视台发射塔161时被分接而获得输出频道度量160。图2举例说明混频器116输出的实部。
参见图2，图1的2-2点上数据信号的频率曲线，实信号占用的总带宽在图像载波附近NTSC信号的正或负750KHz双边带(DSB)区域之内。这样的带宽保证没有能量输入VSB过渡区域并避免VSB滤波器引起的畸变。另外，所述技术有效地使数据能量不出现在DC上，在所述图中这将随后映射到图像载波。在DC值附近，图像载波具有最强能量，因而数据副载波与DC的分离大大减少干扰。
参见图3，它放大了图2的频率曲线，在所述图像载波+/-50-60KHz内在峰值能量以下数据能量大于10dB。
因为难以维护正交，所述″缺口″在图像载波上视频信息减少干扰的电势，这比一个实施例中的数据能量约大20dB。
图4是NTSC图像载波频率曲线，正如预期的，举例说明视频能量大部分集中在图像载波附近。通过符号速率和SRRC滤波函数的选择，所述数据发射系统取得所述波形曲线，也就是说，缺口在所述图像载波附近、在+/-750KHz之内。在图3和4中举例说明的特定实施例中，例如，使用了匹配到613千符号速率，带有因数0.25的多余带宽的平方根上升余弦滤波器。选择所述滤波器来保持脉冲响应短小。
相位噪音也主要集中在图像载波附近+/-50到100KHz的″闭合″区域内。相位噪音是由电视发射和接收过程造成的图像载波瞬间相位波动所引起的。通过以上述方式进行波形整形和利用副载波而不是直接正交调制，在随后的检波过程中，发射机系统基本达到相位噪音数量非常大的抵消。这是因为以下原因而发生的数据副载波(″dNTSC″)代表检测出的双边带信号，并且从所述双边带信号通过在彼此顶上的数据副载波的边带折叠而衍生出基带信号。因而，下边带中瞬间相位噪音分量大量地抵消上边带中相同的但现在在反相的瞬间相位噪音分量。
除减少视频对数据的影响以外，示于图1的实施例还减少数据对视频的干扰作用。
数据能量向较高频率的平移减少数据信号在电视接收机上的可感觉性。若数据处于较高的频率，则电视检测器不如数据调制能量敏感。频率平移把数据能量从图像载波中心频率移开，而数据能量的频率越高，被跟在混频器116之后的Nyquist求补(complement)滤波器(″NCF″)120和电视接收机中的Nyquist滤波器抵消的往往越多。也就是说，所述两滤波器的结合造成的滚边作用(roll off)严重地衰减远离图像载波的信号。
NCF 120抵消电视接收机的中Nyquist滤波器的作用。正如在USSN09/062225和PCT/US 99/08513所描述的，这些文献附此作参考，NCF120可以考虑单一的电视接收机的Nyquist滤波器，针对不同型号的电视接收机中的Nyquist滤波器的统计组合，或针对通过这样的装置的仿真产生的信号。所述NCF还接收下述的CMC信号。NCF可以与VSB滤波器结合。
图5是数据信号的频率曲线，举例说明通过NCF和VSB滤波器120之后的QAM数据。结果是一个复波形曲线，大部分数据能量沿着实轴分布。在400KHz副载波调制之前，信号相对于副载波频率处于复基带。与所述副载波混频并取实部，所述信号便处于基带与图像载波相关的信号空间中。
再次参见图1，在内插器122内对NCF 120的输出进行加2内插，使得数据信号与要馈送入抑制处理的视频速率匹配。
抑制发生器在图1中所示的实施例中，抑制发生器124接收数据信号(来自内插器122的输出)和视频复基带信号(二分频滤波器102的输出)。抑制发生器124还从监控接收机160接收频道度量控制信号。从这些输入以及尤其联系图12描述的功能元件，所述抑制发生器输出抑制信号125和数据信号126。抑制信号125与视频信号同相，并用于校正、调整和/或改变插入点上(耦合器142)的视频信号。数据信号126是内插器122输出的延迟版本。
非线性畸变的校正/补偿子系统在一个推荐的实施例中，校正/补偿子系统127可以包括在发射机编码器中，以便校正并补偿非线性畸变。例如，正如先有技术已知的，非线性畸变是信号在通过所述电视发射机中的功率放大器时引入视频信号的。除其它信号外，子系统127还从监控接收机160接收频道度量控制信号，并输出非线性相位校正矢量128和非线性振幅校正因数129。
乘法器121和123用于分别在振幅和相位上补偿抑制信号125。类似地，乘法器131和133分别用于在振幅和相位上补偿数据信号126。相移器135使所述数据信号偏移90度。组合器137把相位和振幅校正后的抑制信号与针对非线性畸变而在相位和振幅上进行偏移和补偿后的数据信号组合起来。
校正/补偿子系统127最简单的实现是一个其中校正信号的振幅和相位是瞬间视频电压的直接函数的实施例。对所述视频电压进行适当的缩放和偏移，作为独立的变量用于造成适当的复校正因数的计算处理。所述计算处理可以用许多方法实现，诸如简单的线性或非线性方程式、固定的查用表等等。更高级的实现可以包括例如具有随着时间而改变的校正因数计算处理，诸如在垂直和水平同步间隔过程中而不是在有源视频间隔过程中利用不同的计算。在替代的实施例中，所述计算的输入可以具有一个与所述视频过去的历史相关的数值。其一个示例是使用视频的滤波版本来驱动补偿计算。一个很好的实施例是结合刚才在根据视频过去和现在的数值计算校正因数的系统中讨论的概念，利用计算装置，或者离散地(时分多路)或者连续地(线性结合)随着视频同步间隔而改变。
数据信号通路D/A转换和传输调制器，图1中的元件130，诸如，例如模拟器件AD 9857直接数字合成(″DDS″)调制器，包括内插器132，它对组合器137的输出进行加8内插。然后混频器134把内插后的信号与例如来自基准振荡器136的45MHz基准信号混频，并产生中频(IF)信号。数模转换器138把IF信号转换为模拟形式。升频转换器140使所得的IF携带数据的模拟信号平移到标准电视频道，诸如频道2、4、5等等的频率。
视频信号的截获和本机振荡器同步模拟电视发射机例如以NTSC格式输出电视节目。来自图1所示电视发射机系统的激励器103的电视视频信号以标准电视频道，诸如频道2、4、5等等的频率输出。RF耦合器150把所述信号耦合到降频转换器152。
降频转换器152把所述电视信号平移到标称IF，例如45MHz。基准振荡器154(例如利用AD 9851DDS实现)以与振荡器136相同的时钟运行，并以IF(例如45MHz)产生基准信号。在所述示例中，所述电视发射机输出具有约45MHz的IF NTSC信号。
锁相环(PLL)156把基准信号与降频转换后的电视信号加以比较。根据所述比较结果，锁相环调整本机振荡器合成器158，使得降频转换后的电视信号具有与所述基准相同的相位和频率。
升频转换器140和降频转换器152包括几乎相同组件。降频转换后电视信号相位锁定的结果，本机振荡器合成器158相应的调整信号可以用来调整升频转换器140，使得RF输出信号的同相分量(下面讨论)具有与电视RF频道信号相同的频率和相位，亦即，两个信号相干。通过调整本机振荡器158和基准振荡器154的相对相位，因此便可能调整基准RF信号和dNTSC基准信号的相对相位。
频道度量控制(CMC)信号耦合器142把升频转换后的数据信号注入所述电视RF信号。耦合器142的输出通过功率放大器162馈送到发射机，最好还在任何所需的点或位置上以任何所需的数量和类型，提供给一个或多个监控接收机160，后者可以用硬件或软件或其结合实现。
在注入点上，dNTSC编码器内的组件，例如，相移器134、PLL 156以及升频/降频转换器140和152的缺陷都会使所述RF数据信号与所述电视信号所需的正交关系难以维持，最好用在地理区域上接收所述电视RF信号所携带的电视节目的电视接收机检测。所述监控接收机160用来向数据发射通路上的信号处理元件提供频道度量反馈参数，以便除其他以外，解决这些问题。
数据注入电平和相位频道度量在注入耦合器142注入的携带信息的RF信号包括沿着同相轴的抑制、校正、修改和/或调制信号(″抑制信号″)，以及沿着相对于电视发射机图像载波的相位正交的轴的数据信号。抑制信号加到来自电视发射机的电视视频信号上，而数据信号正交地加到电视视频信号上。监控接收机160测量的初级度量中的一个是数据信号的注入相位，以便帮助保证注入相位与电视图像(视频)载波正交。通过利用监控接收机160，本发明的数据发射系统更完善地接近具有相对于所述图像载波的精确到一度范围内的正交注入相位的目标。
数据均衡化频道度量所述监控接收机测量的另一个度量是均衡化。发射系统不同的元件，包括VSB滤波器、功率放大器和注入点之后的功率组合器，升频转换器和降频转换器内组件之间的差异都会使所述RF数据信号的频率响应畸变。最理想的是，所述数据的频率响应应该在整个频率和相位上都是平坦的，并且没有不均匀的群延迟。这些畸变还将干扰所述电视接收机上的视频。
相应地，监控接收机160监视所述数据信号的频率响应，以便向组合后的NCF和VSB滤波器120提供频道度量，以便使滤波器对所述数据进行预均衡化，以此把用户电视接收机处的畸变减到最小。例如，为了为预均衡化设置组合后的NCF和VSB滤波器120，可以在数据发射系统的数据输入端输入均衡器训练序列。监控接收机160把接收的数据的频谱与均衡器训练序列的已知频谱加以比较，以便确定频谱的畸变。正如下面描述的，均衡器训练序列还用于本发明的数据接收机。
抑制均衡化和最佳化频道度量监控接收机160测量的其它参数涉及抑制，其中抑制是一个把校正、调整和/或修改信号施加于所述电视发射机图像载波的过程，以便减少dNTSC数据副载波对普通的电视接收机的可见的影响。根据这些抑制度量，监控接收机160向抑制发生器124提供各种参数，使之可以校正抑制发生器之后信号处理所引起的畸变。抑制参数中的一个是抑制均衡化，它涉及对观看者用的电视接收机进行建模的滤波器的选择，以便产生抑制校正信号。另一个抑制参数是抑制最佳化，它测量抑制信号工作的好坏，例如，当特定的电视接收机型号接收本发明的发射机系统所发送的标准电视信号时。
同步偏移量频道度量另一个被监测的参数是dNTSC数据相对于广播彩色副载波基准的同步偏移量。一般说来，监控接收机160使用自适应算法，例如，最小均方(LMS)或递归最小二乘方(RLS)，来调整所述数据发射机的信号处理元件，以便把所述度量和每一个度量所需的基准参数之间的误差减到最小。因为预期这些度量不会随着时间而快速改变，所以所述算法不必实时调整所述发射机的信号处理，而是可以定期地以较慢速率这样做。例如，典型电视发射机天线共用器会有相位和振幅畸变，后者会由于温度或老化而缓慢改变。不会要求自适应算法维持高的更新速率来跟踪和消除这些畸变。
插入相位和振幅频道度量发生器图6A举例说明供图1系统使用的用于注入相位和振幅频道度量信号的发生器。相位控制发生器600产生与数据发射机相同的训练序列。这样的序列可以从高阶QAM星座的子集取出，例如，正交相移键控(QPSK)字母。调制器或调制器仿真器602调制或利用与发射机相同的信号处理仿真训练信号的调制，直至在复400KHz副载波调制之后产生复基带信号。所得的数据信号在实轴上。
向延迟元件604提供由监控接收机160接收的复基带信号。也就是说，诸如图7所示的监控接收机160响应训练序列输入而提供所接收的复基带信号，所述接收的复基带信号来自DSP接收机级，对应于图15的数据接收机(在所述数据正交检测之前)的准同步检测器的输出。延迟元件604延迟所述复基带给信号，以便考虑所述训练信号通过调制器602的延迟。τphaseshifted相关器606按照Rxy(τ)＝∫x(t)y*(t-τ)dt把非相移(non-phaseshifted)已调制训练信号603与延迟后的复基带数据相关，式中是已调制训练信号，y是所述复基带数据，而*是复共轭。
所述结果是相位误差。若所述接收的数据与所述实数训练信号数据正交，则所述相位误差应为零。非零的相位误差代表所接收的数据偏离正交。人们还可以使用一种同时估计振幅和相位两者的复相关算法。相关器606可以作为后跟低通滤波器的混频器进行建模。作为利用训练序列的替代方案，若所述监控接收机可以访问正在被发射的信号数据，则可以使用实际的数据。如图6B所示，所述相位误差通过滤波器608传送到并施加于所述编码器中的基准振荡器。这对信号注入相位构成闭环控制。
再次参见图6A，应当指出，对所述已调制数据信号施加90度的相移，以便将其旋转到正交轴，使之与所述接收的数据同相。另一个相关器612把相移后的数据与延迟后的复基带数据信号相关，以便提供振幅估计。如图6C所示，从由计算所述抑制信号用的视频电平推算的振幅基准减去所述振幅估计。然后利用传统的技术用回路滤波器614对所述差值(注入电平误差)进行滤波，或有其他要求时，这样的一种滤波器可以例如是一种带有H(s)＝Kα/(S2+αS+Kα)连续时间形式的闭环响应的二阶回路滤波器，以便建立振幅字(注入电平控制信号)。参数K和是设置所述滤波器的直流增益和极点位置用的。所述控制信号可以用来缩放发射机编码器100加7内插滤波器114的系数，以此调整所述增益并把所述注入电平误差减到最小。
监控接收机监控接收机160可以通过定向耦合器直接耦合到注入点，或者它可以包括从所述数据发射机接收RF信号的天线。它还可以用软件或根据其他要求实现。图7举例说明配合图1所示的发射机侧电路的实施例使用的监控接收机160一个实施例的方框示意图。与图15中所示的数据接收机1500的情况一样，RF信号通过降频转换器700降频转换为中频(IF)。然后DSP接收机702用一种可以用一种类似于数据接收机1500的方式处理所述IF信号，以便恢复所述数据。DSP度量发生器704产生度量705，例如，它与所述注入电平、注入相位、数据频道均衡化、抑制均衡化、抑制最佳化和同步偏移量信号相关。度量705被输入到相应的DSP控制算法(被集中标示为706)，它为NCF及图1系统的其他元件产生″频道度量″控制信号。
监控接收机160可以仿真在许多条件下工作的任何数目相同或不同类型的通信接收机。例如，几种品牌名称的电视接收机可以用软件或用硬件或其组合仿真，并对其结果进行加权，以便提供频道度量，后者为特定地理区域或市场中的系统提供最佳操作。图7中，用户的电视型号数据库708用于产生抑制模型更新控制信号。
数据频道均衡化频道度量发生器参见图8，一种自适应滤波器802(例如，Kalman滤波器，诸如Catlin，Donald在″估算、控制和离散Kalman滤波器″Springer-Verlag，New York，NY，1989一书所描述的)，在训练之后和在所述数据接收机处于正常操作时，接收监控接收机160中数据自适应滤波器的权重。所述权重指明所述数据滤波器的频率响应。自适应滤波器802接收这些权重和理想的频率响应804，例如，平坦的响应。自适应滤波器802为加7内插滤波器114输出新的内插权重，以便驱使所述数据滤波器和理想的权重之间的误差差值达到零。
同步偏移量频道度量发生器图9举例说明监控接收机160执行的同步偏移量控制。判决导向符号定时估算器900在正常操作过程中从监控接收机160接收相延计数、符号估计和在符号估算器900的判决点接收的数据样值。根据符号估计和相应的数据样值之间的差值，判决导向(DD)符号定时估算器输出定时误差。对于判决导向定时恢复的讨论，参见K.H.Mueller和M.s.Muller，″数字同步数据接收机中的定时恢复″，IEEETransactions on Communications，vol.COM-24，pp.516-531，May1976。
根据所述定时误差，自适应滤波器(诸如上面引述的Kalman滤波器)902向加7内插滤波器114提供更新，以便加上或减去足够的延迟，以便使定时误差达到零。所述延迟通过形成新的使所述脉冲响应移动一个适当的时间量的一组新的滤波器系数来实现。
抑制均衡化频道度量发生器图10举例说明抑制均衡化频道度量信号发生器1000。监控接收机160在功率放大器162的输出取出复基带信号，并输出视频估计，把后者和来自视频基准发生器的视频基准对比。结果是剩余误差信号。自适应滤波器1002用于提供模型参数，以便调整监控接收机160中的Nyquist滤波器，以便把所述剩余误差减到最小，亦即，使所述复基带估计视频信号尽可能接近所述视频基准。输出这些相同的参数，以便调整抑制发生器124中的Nyquist滤波器。
抑制最佳化频道度量发生器图11举例说明抑制最佳化频道度量信号发生器1100。与抑制均衡化不同，统计抑制最佳化可以在广播区域内从统计上考虑不仅是一种电视类型，而是不同型号的电视接收机(被集中标示为1102)。最佳化不必是实时处理，而是可以定期地进行，例如，隔几天以至于几星期。类似于抑制均衡化，抑制最佳化可以把来自每一种型号的电视的视频估计与视频基准比较，以便产生剩余误差信号。抑制优化器可以按照统计接收机型号的统计普及率，例如，特定电视机在所述广播区域内的台数，给所述剩余误差信号加权重。然后，用Kalman或其它自适应滤波器1104调整型号参数，以便把加权剩余误差减到最小。所得的参数用于调整抑制发生器124的所述型号电视中的Nyquist滤波器。
抑制发生器图12举例说明图1所示抑制发生器124一个实施例的一级1200。一般说来，抑制发生器124对一种或多种电视接收机的电视视频信号处理建模，所述信号上已经由本发明的数据发射机强制加上数据。抑制发生器从所述型号接收机的处理所得结果的仿真视频减去电视视频基准信号。所述差值是一个视频校正因数，最好在叠代处理之后同相地加到电视视频信号上。
所述抑制发生器中的加法器1202接收所述视频复基带信号。相移器1204在图1中组合的NCF和VSB滤波器120和内插器122之后使所述数据相移90度。加法器1202把所述相移后的数据与视频基带信号组合。所述加法模拟数据信号在数据发射机的注入点，例如，图1中的耦合器142加到视频信号上。仿真一个或多个典型用户电视机中的VSB滤波器的型号VSB滤波器1206，对加法器1202的和信号输出进行滤波。
型号VSB滤波器1206可以仿真在所述电视广播台的区域内普及的电视型号的VSB滤波器，或者，作为另一方案，代表所述区域内若干种电视型号的VSB滤波器系数的统计加权和。所述加权取决于所述区域内相应的电视机的相对普及率。所述滤波器的输出被指定为代表一个或多个典型电视接收机的视频信号的RF信号模型。应当指出，所述信号模型实际上并非RF信号，而是模拟组合的视频和数据信号的复基带信号。
对于呈现在图1系统中的每一台电视机，作为抑制的基础，考察所述模型视频信号输入到一种型号的电视接收机1210中，后者包括模型电视Nyquist滤波器1212和一种型号的电视准同步(QS)检波器1214。类似于型号VSB滤波器1206，这些元件可以代表一种典型的接收机的Nyquist滤波器和QS检波器或者多个接收机相应的元件的加权组合。作为另一方案，可以使用来自多个抑制发生器的视频校正因数的加权和，所述多个抑制发生器各自用来校正特定现实世界的电视接收机。正如本专业技术人会意识到的，QS检波器1214包括低通滤波器和限幅器，用于产生载波估计信号。人们还可以使用非常狭窄的同步检波器或者非常宽阔的包络线检波器。若信号移到中频(IF)，则低通滤波器将代表带通滤波器。延迟元件1216考虑所述低通滤波器和所述限幅器的延迟，以便当它们在混频器1218中混频时，使QS检波器的两个通路在时间上对准。复载波估计与模型Nyquist滤波器1212的复延迟输出的混频使后者移到基带，从而通过提取所述乘积的实部，在模型接收机上形成视频信号的估计。在其他实施例中可以使用较简单的抑制电路，包括例如使用视频分量的单级线性系统。
视频基准信号被延迟基准延迟1220延迟，以便考虑型号VSB滤波器1206和所述型号电视接收机1210的处理延迟。组合器1222从视频估计减去延迟视频基准，以产生视频校正因数。换句话说，所述视频校正因数和所述视频估计的和数，理想地产生已知的视频基准信号。若有的话，另一个组合器1224把所述视频校正因数加到来自前一级的类似地延迟的视频校正因数上。
叠代抑制发生器数据引入到电视接收机检测出的视频信号中的畸变是上述非线性过程的结果。因为这种非线性的关系，单个回路无法完全去除dNTSC数据的存在所引起损害。一个理论上的解决方案将是解一组非线性联立方程式。这样的几组方程式得出封闭形式的解，它可以利用无穷级数或者叠代方法来解。例如，RF非线性器件行为的解往往利用作为谐波平衡叠代的已知技术处理。除其他以外，本发明可以用任何一种办法处理，但是图1的系统体现所述特定非线性系统利用级数逼近方法求解。
如图13所示，图12的抑制级是与贡献于下一级输入的一级的输出级联的。这里，表示三级。第一级之后，加法器1302把来自前级的视频基准与第一级视频校正因数相加，以便产生一阶校正视频信号1304，代替第一级的视频基带信号输入。在第二级的输出端上相应的和将是二阶校正后的视频信号1306。每一级之后，所述视频校正因数都更好地校正所述视频。然而，最后的校正因数很可能不完善，因为所述视频校正因数只作为抑制发生器的抑制因数输出同相地加到所述视频上。尽管如此，试验表明，三次叠代获得令人满意的结果。可以使用或者模拟任何数目。
图14举例说明视频基准发生器1400，它为图1中的抑制发生器124提供视频基准。作为一个替代方案，所述视频基准可以是没有任何输入电视发射机的数据的基带视频信号。所述视频基准发生器包括型号VSB滤波器1404，与图12中举例说明的抑制发生器级1200的情况一样，后跟模型电视Nyquist滤波器1406和模型QS检波器1408。然而，所述视频基准发生器的输入是输入标准电视发射机的没有数据的原始基带视频信号。
接收机图15举例说明按照本发明一些方面的数据接收机的推荐实施例。电视调谐器电路，诸如传统的电视调谐器电路1502把所述RF电视频道信号(例如，在频道2，4等等的频率下)降频转换为IF(例如，45MHz)。当然，在本申请涉及RF信号的所有实施例中，所述信号都可以是一个通过电缆电视系统、卫星或其他方法发送的信号。模数转换器1504把模拟IF信号转换为数字电视信号。模数转换数控振荡器(NCO)或直接数字合成器(DDS)1506控制模数转换采样速率到约34.3636MHz，这已经被选择为48/5x的所述视频的色度副载波频率。与色度副载波频率具有一个合理的关系的系统采样频率的选择可使接收机体系结构得到明显的简化。
混频器1508把所述视频中频降频移到0Hz。所得的零频率IF用复数代表，一般称作复基带。带有约4MHz带宽的复修平(roofing)滤波器1510在采样速率缩小四倍之后，用于缩小IF信号的信息带宽。滤波器保证采样速率缩小的处理不会导致IF信号由于非线性混叠效应引起畸变。
在修平滤波器1510之后，接收机QS检波器1512用于载波恢复。QS检波器1512包括带通滤波器和限幅器。在所述准同步检测器中恢复的载波可以通过鉴频器1514传送，形成相对于零Hz的频率偏移量的估计。所述估计可以用作控制回路的输入，所述回路调整载波数控振荡器(NCO)1516的频率，以便把频率偏移量减小到0。请回想一下，所述数据波形在图像载波附近有一个缺口。相应地，这样选择滤波器1513的通带，使得它让所述视频通过，但是不让数据通过。可以不用QS，而使用块相位估算器或者PLL。
混频器1520使恢复的载波与处理后的接收信号混频，使接收的信号载波降频为直流，使得视频分量在实轴上。混频器之后，信号通过Nyquist滤波器1522。然后取出结果的实部。这提供视频估计1540，它在基带上，并且以12/5x色度速率对其采样。
利用视频估计1540，视频处理器1530(同步恢复逻辑)恢复同步脉冲的振幅(同步振幅)并恢复所述电视视频信号相对于定时相延和色度副载波相位的位置。在NTSC实施例中，相延是525线或者一个视频帧。视频处理器1530使相延计数器与视频帧同步。
利用所述视频处理器1530的输出，定时控制回路1532调整模数转换NCO 1506，以便使接收机A/D采样率锁相至色度副载波。这样，A/D样值以色度副载波为基准。然而，所述系统还必须标识当前它处理哪些周期。在NTSC中，有2271/2周期/线。定时控制回路1532使用相延计数器信息来识别相对于水平和垂直同步脉冲的周期。因此，所述系统已经恢复电视信号的时间基准，包括模数转换NCO接收机时钟的调整，以便匹配图1的发射机系统的时钟。一旦它被确定和控制，本机时间便与视频色度副载波同步，与视频帧对准，本机数据处理时钟复位，以便保证在适当的情况下对所恢复的数据进行采样。
视频处理器1530的同步振幅输出代表NTSC信号同步端的振幅。前端振幅增益控制(AGC)处理器1534向回路滤波器提供增益控制信号，并缩放副载波混频之前的信号。在其他实施例中，可以把所述AGC控制信号加到调谐器1502，以便把所述IF信号的振幅维持在所述A/D的极限之内。在混频器1520之后的下信号处理臂中，延迟器把所述信号延迟与上臂中Nyquist滤波器的相同的数量。然后取出延迟后的信号的虚部。这以双侧Nyquist补偿波形的形式理想地造成实数QAM数据信号。所述两个信号处理臂共同包括一个同步检测器。
这时，所述系统具有视频估计1540和数据估计1542。前端AGC1534向第一视频乘法器1550和第二数据乘法器1552提供数字前馈增益控制信号，以便在所述视频和数据信号的检测之后维持所述视频和数据信号对于同步端振幅的恒定增益。所述配置构成双检波器通路，提供以下讨论的优点。
对所述信号进行前馈增益调整之后，视频降频转换器混频器1554和数据降频转换器混频器1556(一起称作″接收机下降频转换器″)分别将所述视频和数据估计与具有Fad/86的频率的信号混频，其中Fad是所述A/D的采样频率。所述信号由本机振荡器1558产生。这造成图2的QAM信号400KHz移动到直流(复基带)。选择Fad/86的本机振荡器频率，使得图2的QAM信号可以利用一个简单的数字振荡器根据查用表降频移动到复基带。所述视频类似地降频转换为基带。
分别把视频平方根上升余弦滤波器(SRRC)1560和数据SRRC 1562应用于降频转换后的视频和数据信号。这些滤波器匹配到发射滤波器，并在没有频道畸变的情况下将导致最小符号间干扰。因为这时所述信号是过采样的，所以所述滤波器还对所述信号进行7取1的抽取，这使速率变为每符号两个样值，这和发射机前级中使用的频率相同。
所述接收机使用自适应滤波来校正可能导致视频信号与正交轴上的数据冲突的频道畸变。所述数据的其它畸变包括诸如多路径等效应。自适应滤波器1566和1567利用诸如最小均方(LMS)算法进行自适应均衡化和自适应视频抵消两者。(例如，见B.Widrow等人″最小均方自适应滤波器的固定式和非固定式学习特性″，Proceedingsof The IEEE，August 1976)。应当指出，视频对数据的影响比数据对视频的影响强得多，因为与视频相比，数据的电平相对较低。就数据恢复而言，视频本身是一个不希望有的分量。另外，因为视频通过与数据相同的信号处理，它类似地受多路径及其他不希望有的效应的影响。相应地，视频估计与出现在数据估计上不希望有的分量高度相关，并可以用来自适应消除上述的数据畸变。
图15c表示本发明的与这种方法一致的另一个实施例。除两个横向、前向滤波器以外，均衡化电路包括判决反馈均衡器(DFE)1584。所有三个滤波器都是自适应的。提供符号估计或者训练符号的开关的输出乘以增益的倒数和由AGC控制1576提供的相位控制信号。所述乘法器的输出用作自适应DFE1584的输入。所述DFE的输出加到求和器1588的输出，所述求和器1588把各前向滤波器的输出组合起来。DFE本身是嵌入反馈回路的FIR滤波器，因此其总的脉冲响应具有无限的持续期间。
尽管上述实施例利用最小均方方法来自适应均衡化，但是本专业的技术人员不难认识到，根据本发明任何特定的实施例的需要，也可以采用许多其它方法。除其他以外，例子可以包括递归最小平方根(RLS)算法或者盲反褶积的其它已知方法，诸如随机梯度下降、Polyspectra或者Bussgang方法。
Bussgang算法首先由Julian J.Bussgang和David S.O.Middleton在″噪音中信号的最佳顺序检测″IEEE Transactions onInformation Theory，1No3，Dec 1955一文中描述。这样的盲均衡化用的Bussgang反褶积技术是暗含基于阶数较高的统计的算法。
恒模算法(CMA)是一种在现实的信令环境下强壮的普及的盲均衡化算法。不依靠占用宝贵的带宽基准或者训练序列，CMA通过来自取决于调制类型的已知常数振幅正方均衡器输出的处罚扩散从接收的信号本身推算基准。例如，图18A表示一个4-QAM星座。观察在一个圆上有四字母成员。CMA有效地处罚从所述圆的扩散。对于多模源字母，类似于图18B上的16-QAM星座，确定一个最佳匹配圆，而且CMA处罚从所述圆的扩散。当增大所述源星座的密度时，算法收敛和失调(随机抖动)增大，尽管很明显，但CMA仍然调整所述均衡器的系数来校正所需的设置。因而，CMA是在当前技术中非常频繁面对的盲均衡化算法。其它选项包括作为Polyspectra已知的暗含阶数较高的统计算法或者它们的离散富里叶变换。尽管其它途径仍然可以包括基于Cyclostationary静力学的算法等等。
视频自适应FIR滤波器1566用于预测数据估计1542中不希望有的分量。数据自适应FIR滤波器1567预测所述数据。从组合器1568中预测的数据减去所述预测的不希望有的分量。
图16举例说明通过自适应滤波器视频抵消和均衡化之后的QAM数据星座。
符号估算器1570根据滤波器后的数据与适当的阈值的比较在正在发送哪些符号方面进行硬判决。减法器1572从符号估计减去滤波后的数据推算出符号误差矢量1573。符号误差1573被反馈到视频和数据自适应滤波器1566和1567，从而提供″判决导向自适应″。数据自适应滤波器1567对数据波形进行整形来把符号误差减到最小，而视频自适应滤波器1566使用符号误差较好地预测所述数据上不希望有的分量。
根据滤波后的数据和符号估计，增益或者增益/相位误差检测器1574确定滤波后数据的增益和相位误差。这些误差被馈送到AGC/PLL1576，后者向组合器1568之后的乘法器1578提供增益/相位矢量控制信号，以便校正增益或增益和相位误差。本发明的某个实施例利用临时专利申请60/341,931中所描述的反馈AGC。这样的一种反馈均衡器体系结构可以使用包括缩放后软判决样值和反缩放后的硬判决样值的加权贡献的反馈样值，并且配上利用更新误差项(诸如恒模算法(CMA)和最小均方根(LMS)误差项)的加权贡献的前向和反馈滤波器。
通过当前样值质量的量度逐个符号地选定组合权重。这样一种AGC还使用自动增益控制电路，其中增益是按照随机梯度下降更新规则而逐个符号地调整的，以便为硬和软判决提供缩放因子，从而把新型成本判据减到最小。
滤波后的数据还输入到框架代码调制器(TCM)解码器1580，它后跟Reed-Solomon解码器1582，以便恢复提供给输出的原始数据。
功率放大器非线性畸变的校正/补偿正如先有技术已知的，电视发射机中的功率放大器具有非线性的增益响应。换句话说，在高功率下，增益被压缩，亦即减小。电视发射机的功率输出在同步脉冲的发射过程中最高。试验结果表明，如图所示，所述增益压缩会通过图17的QAM星座中数据矢量的模糊性，对所述数据的恢复引起不希望有的作用。
本发明的另一个方面可以包括dNTSC编码器中对发射机振幅和相位畸变非线性的补偿。所述补偿可以包括查用表，它产生随着视频振幅而变化的增益和相位控制字。为了避免这些作用，当同步脉冲处于它们的最大电平时，图1的发射机不发射数据。数据排列成每电视扫描线39个符号，有4个符号出现在水平同步脉冲间隔的过程中。这4个符号不携带要由用户发送的信息。另外，在垂直同步脉冲间隔的9线过程中，所述发射机不发射用户信息，这样在所述时间的过程每场消隐(不发送)9×39＝351个符号的信息。所述发射机将数据格式化，以便把188字节的数据装入每一个相延内。在视频消隐(例如，9条垂直消隐线)时间过程中，所述发射机输出训练序列。这样一种序列可以从高阶QAM星座的子集取出，例如，一种正交相移键控(QPSK)字母。所述训练序列每一场都保持不变，而且用于训练接收机中的数据均衡器。
接收机1500使用所述训练序列来初始化自适应滤波器系数，以便开始采集QAM数据信号。因为接收机1500已经从所述视频恢复定时，所以接收机1500知道在视频相延的哪里找到所述训练序列。在所述训练序列时间的过程中，符号估算器1570的输出不作为基准信号馈入组合器1572或者增益/相位误差检测器1574。代之以，开关切换到所述训练序列中作为这些元件中的基准。结果，组合器1572把滤波后的数据与所述训练序列比较，而且增益/相位误差检测器1574进行类似的比较。因为所述训练序列是一个已知的所需信号(与只有一个估计相反)，所得的输出(符号误差、增益/相位反馈控制)可以用来初始化自适应滤波器权重和滤波器数据的增益和相位。训练序列对于信号采集的使用在先有技术中是已知的(例如，V.90调制调解器用的数据的采集)，并且可以使用许多途径作为本发明任何特定在非训练序列部分(亦即，视频场的9条垂直消隐线以外)的过程中，尽管自适应滤波器1566和1567仍然处于采集方式，但是可以冻结(不改变)滤波器权重，或者它们可以用若干个盲反褶积算法中的任何一个进行调整。(例如，见D.N.Godard，″在两维数据通信系统中自恢复均衡化和载波跟踪″，IEEE Transactions onCommunications，vol.28，No.11，pp.1867-1875，Oct.1980)。
采集方式持续若干字段(对每个场的训练序列进行权重调整)，并且在所述训练序列的符号误差达到所需的等级之后结束，如数据采集的先有技术中一般已知的。当符号判决误差减小到预定阈值以下时，完成所述采集。采集之后，滤波器1566和1567既适应所述视频场的非训练序列部分又适应所述视频场的训练序列部分。作为另一方案，若接收机中计算的功率是足够的，滤波器的权重可以直接利用Wiener-Hopf直接解直接算出。
在水平同步脉冲间隔过程中，虽然四个QAM符号会遇到相当大的干扰，但是，按照另一种可供选择方法，所述系统可以用一种令人满意的方式发射和接收较低速率和较低复杂性信号(例如，QPSK)。这使所述系统可以发射约25-50KB附加的数据。这些符号可以用作命令频道向接收机发射指令和状态信息。为了适应所述信息，接收机应包括平行的一组在水平同步脉冲间隔的过程中切换的符号估算器/误差检测器和AGC/PLL。
在这样描述了用于在发射系统中自适应地扩展数据能力的设备、系统和方法的推荐实施例之后，对于本专业的技术人员，已经实现某些优点应该是明显的。还应该意识到，在本发明的范围和精神之内可以实现本发明的各种各样的修改、适配和替代的实施例。
下面将以所附权利要求书来进一步公开本发明。
权利要求
1.一种用于同时发送数据信号与标准电视信号的方法，所述方法包括产生抑制信号；产生非线性的振幅校正信号，以便补偿电视发射机系统中的非线性畸变；产生非线性的相位校正信号，以便补偿电视发射机系统中的非线性畸变；根据所述非线性振幅校正信号和所述非线性相位校正信号调整抑制信号；根据所述非线性振幅校正信号和所述非线性相位校正信号调整内部数据信号；根据所述调整后的抑制信号产生校正信号；根据所述调整后的内部数据信号产生数据信号；把所述校正信号和所述数据信号插入携带所述标准电视信号的电视频谱。
2.如权利要求1所述的方法，其中所述抑制信号是利用叠代过程产生的，所述叠代过程包括利用以前的抑制级的输出作为随后的抑制级的输入。
3.如权利要求1所述的方法，其中所述非线性振幅校正信号和所述非线性相位校正信号是利用查用表产生的。
4.如权利要求1所述的方法，其中所述抑制信号是根据来自监控接收机的反馈信号产生的。
5.一种用于同时发送数据信号与标准电视信号的方法，所述方法包括根据至少一个来自监控接收机的控制信号产生抑制信号；把与所述抑制信号相关的信号组合到内部数据信号；以及把与所述组合后的信号相关的信号耦合到电视信号，以此同时发送所述数据信号与所述标准电视信号。
6.一种用于控制数据信号和标准电视信号的相位的方法，所述数据和电视信号是在电视频谱中同时发送的，所述方法包括产生相位校正信号，以便补偿电视发射机系统中的畸变；利用基准信号将所述相位校正信号向上频移；把所述标准电视信号降频转换为中频；比较所述向上频移后的相位校正信号与所述降频转换后的电视信号；根据所述比较结果调整用于对所述标准电视信号进行降频转换的本机振荡器；和利用所述本机振荡器对中频信号进行升频转换，以便产生所述数据信号。
7.如权利要求6所述的方法，其中利用插入相位校正信号来调整所述相位校正信号。
8.如权利要求6所述的方法，其中根据来自监控接收机的至少一个反馈控制信号来产生所述相位校正信号。
9.如权利要求6所述的方法，其中利用查用表来产生所述相位校正信号。
10.如权利要求6所述的方法，其中根据电视发射机的输出来产生所述相位校正信号。
11.一种用于发送包括标准电视信号和数据信号的电视频谱的方法，所述方法包括接收数据；使包含数据的信号通过Nyquist求补滤波器装置；根据来自监控接收机装置的至少一个频道度量来产生抑制信号；把所述抑制信号加到所述电视信号中，以便校正所述数据对所述电视信号的影响；把所述数据信号加到所述电视信号；和同时发送所述数据信号和所述抑制后的电视信号，在用于接收所述电视信号的接收机上检测时，所述数据信号基本上与所述电视信号正交。
12.如权利要求11所述的方法，其中在用于产生校正信号之前对所述抑制信号进行相位和振幅调整，所述校正信号与所述标准电视信号同相；和在用于产生所述数据信号之前对所述Nyquist求补滤波器的输出进行相位和振幅调整并将其相移至正交。
13.如权利要求11所述的方法，其中还包括响应所述数据信号相对于所述标准电视信号的注入相位，产生注入相位控制信号；和利用所述相位控制信号调整所述抑制信号和所述Nyquist求补滤波器的输出的相位。
14.如权利要求11所述的方法，其中还包括监测所述发送的电视频谱；根据所述被监测的信号产生振幅反馈控制信号；和利用所述振幅反馈控制信号调整所述抑制信号的产生。
15.如权利要求11所述的方法，其中包括响应所述数据信号的频率响应产生频率反馈控制信号；和利用所述频率反馈控制信号调整所述抑制信号的产生。
16.如权利要求11所述的方法，其中包括通过监测所述发送的电视频谱产生同步反馈控制信号；和利用所述同步反馈控制信号调整所述抑制信号的产生。
17.如权利要求11所述的方法，其中包括根据所述发送的电视频谱产生抑制均衡化信号；和利用所述抑制均衡化信号调整所述抑制信号的产生。
18.如权利要求11所述的方法，其中包括根据所述发送的电视频谱产生抑制最佳化信号；和利用所述抑制最佳化信号调整所述抑制信号的产生。
19.一种用于在发射包括标准电视信号和数据信号的频谱的发射机系统中提供至少一个反馈控制信号的方法，所述方法包括接收所述电视信号；利用监控接收机装置为发送所述电视频谱的发射机系统产生至少一个反馈控制信号；根据所述至少一个反馈控制信号产生抑制信号，以便校正数据信号对所述电视信号的影响；和上把所述抑制信号加到所述电视信号。
20.如权利要求19所述的方法，其中所述至少一个反馈控制信号用于调整产生所述抑制信号的Nyquist滤波器。
21.一种用于发射包括标准电视信号和数据信号的频谱的方法，所述方法包括把校正信号耦合到所述标准电视信号；产生至少一个第一反馈信号，用于调整与所述数据信号相关的内部数据信号，并且用于调整与所述校正信号相关的内部校正信号；根据所述至少一个反馈信号调整所述内部数据信号；和根据所述至少一个反馈信号调整所述内部校正信号，其中所述校正信号基本上与所述标准电视信号同相，而所述数据信号基本上与所述标准电视信号正交。
22.一种用于发射包括标准电视信号、校正信号和数据信号的电视频谱的方法，所述方法包括根据所述标准电视信号的功率电平产生相位控制信号和振幅控制信号；产生抑制信号；调整所述抑制信号的振幅和相位；根据所述调整后的抑制信号产生校正信号；调整与所述数据信号相关的内部数据信号的相位分量；把所述校正信号和所述数据信号加到所述电视信号，其中，所述校正信号基本上与所述标准电视信号同相，而当利用接收所述电视信号的接收机检测时，所述数据信号基本上与所述标准电视信号呈正交关系。
23.一种用于在电视频谱之内同时发射标准电视信号和数据信号的方法，所述方法包括监测所述标准电视信号的振幅；和根据所述标准电视信号的振幅使所述数据信号暂停发射，其中所述暂停提高了所述标准电视信号和所述数据信号的接收质量。
24.如权利要求23所述的方法，其中在所述标准电视信号的垂直同步脉冲间隔期间发送序列训练信号。
25.如权利要求23所述的方法，其中所述数据信号发射的暂停是当所述标准电视信号的同步脉冲处于它们的最大电平时引起的。
26.如权利要求24所述的方法，其中在水平同步脉冲间隔期间发射命令数据。
27.一种产生用于发射机系统的插入相位控制信号的方法，所述发射机系统用于发射包括标准电视信号和数据信号的标准电视频谱，所述方法包括产生信息序列；通过第一多个信号处理步骤调制所述信息序列，所述各信号处理步骤复制用来调制产生所述数据信号的数据序列的第二多个信号处理步骤；提供从所述标准电视频谱恢复的复基带信号；使所述已调制信息序列与所述复基带信号相关；根据所述相关产生所述插入相位控制信号；和利用所述插入控制信号来控制所述数据信号和所述标准电视信号之间的相位关系。
28.如权利要求27所述的方法，其中所述信息序列包括数据信号。
29.如权利要求27所述的方法，其中所述信息序列包括训练信号。
30.如权利要求27所述的方法，其中包括将所述已调制信息序列相移90度；使相移后的信息序列与所述复基带信号相关，并产生振幅校正信号；和在所述第二多个处理步骤中的至少一个步骤中利用所述振幅校正信号。
31.如权利要求30所述的方法，其中所述第二多个信号处理步骤包括对与所述数据序列相关的信号进行内插，而所述振幅校正信号用于调整所述内插。
32.一种用于产生抑制均衡化信号的方法，所述方法包括接收包括标准电视信号和数据信号的标准电视频谱；从所述标准电视频谱恢复视频估计；把所述视频估计和视频基准信号加以比较，并产生剩余误差信号；和利用自适应滤波器把所述剩余误差减到最小，并获得所述抑制均衡化信号。
33.如权利要求32所述的方法，其中所述自适应滤波器是Kalman滤波器。
34.如权利要求32所述的方法，其中一种模型电视接收机接收所述标准电视频谱。
35.如权利要求32所述的方法，其中所述模型电视接收机是一种软件仿真器。
36.一种用于产生抑制最佳化信号的方法，所述方法包括利用多种模型电视接收机接收包括标准电视信号和数据信号的标准电视频谱；从所述多个模型电视接收机产生多个模型视频估计；把所述多个模型视频估计中的每一个与视频基准信号比较，并产生多个剩余误差信号；按照广播区域内相应的模型电视接收机的统计普及率，通过统计地加权所述多个剩余误差信号中的每一个，产生多个加权剩余误差信号；和利用自适应滤波器，把所述多个加权剩余误差减到最小，并产生所述抑制最佳化信号。
37.如权利要求36所述的方法，其中所述自适应滤波器是Kalman滤波器。
38.如权利要求36所述的方法，其中所述多个模型电视接收机中的至少一个是标准电视接收机的仿真器。
39.如权利要求36所述的方法，其中所述模型电视接收机中的至少一个是标准电视接收机的软件仿真器。
40.一种抑制发生器，它包括至少一个仿真器，所述仿真器为第一标准电视接收机建模，所述仿真器为第一标准电视接收机对包括标准电视信号和数据信号的标准电视频谱的接收建模；和组合器，用于产生视频基准信号和仿真器输出之间的差值，所述差值用于控制所述标准电视信号和所述数据信号之间的相位关系。
41.如权利要求40所述的抑制发生器，其中所述差值输入到另一个为第二标准电视接收机建模的仿真器以便产生叠代差值，所述叠代差值用于控制所述标准电视信号和所述数据信号之间的相位关系。
42.如权利要求40所述的抑制发生器，其中所述仿真器包括模型残留边带(″VSB″)滤波器；模型电视Nyquist滤波器；和模型准同步(″QS″)检波器。
43.如权利要求42所述的抑制发生器，其中所述VSB滤波器仿真广播区域内典型电视接收机的VSB滤波器。
44.如权利要求42所述的抑制发生器，其中所述VSB滤波器代表广播区域内多个电视接收机的多个VSB滤波器系数的统计加权和。
45.如权利要求42所述的抑制发生器，其中所述模型Nyquist滤波器和所述QS检波器仿真广播区域内的典型电视接收机。
46.如权利要求42所述的抑制发生器，其中所述模型Nyquist滤波器和所述Qs检波器代表广播区域内多个电视接收机中存在的多个Nyquist滤波器和QS检波器的加权和。
47.一种接收包括标准视频信号和数据信号的标准电视频谱的方法，所述方法包括接收所述标准电视频谱；恢复所述电视频谱的载波；产生视频信号估计和数据信号估计；根据所述视频信号估计恢复同步振幅；根据所述恢复的同步振幅，对所述视频和数据信号估计进行振幅调整；完成自适应均衡化和视频抵消；和提供处理后的数据信号。
48.如权利要求47所述的方法，其中还包括把所述接收的标准电视频谱频移到中频(″IF″)；和利用模数转换器把所述频移后的频谱转换为数字电视信号；其中，所述采样频率与所述标准电视频谱的色度副载波的频率相关。
49.如权利要求47所述的方法，其中还包括通过第一平方根上升余弦(″SRRC″)滤波器和第一抽取器处理所述向下频移的和振幅调整过的视频信号估计；和通过第二SRRC和第二抽取器处理所述向下频移的和振幅调整过的数据信号估计。
50.如权利要求47所述的方法，其中所述自适应均衡化包括通过对从所述数据信号估计获得的调制数据信号的自适应滤波来产生预测数据信号；根据所述视频信号估计产生所述预测数据信号中的预测的不希望有的分量；和从所述预测数据信号减去所述预测的不希望有的分量，其中，所述减法的结果用于产生所述处理后的数据信号。
51.如权利要求47所述的方法，其中符号估算器提供符号误差控制信号，后者用于完成自适应均衡化和视频抵消。
52.如权利要求51所述的方法，其中所述符号估算器包括判决块，用于产生符号估计信号，和组合器，用于从所述符号估计信号减去与所述自适应均衡化和所述视频抵消(″内部处理数据信号″)的输出相关的信号，产生所述符号误差控制信号。
53.如权利要求52所述的方法，其中根据所述模型估计信号和所述内部处理后的数据信号产生增益控制信号，而所述增益控制信号用于产生随后的内部处理后的数据信号。
54.如权利要求47所述的方法，其中所述内部处理后的数据信号进一步利用框架代码调制解码器和Reed Solomon解码器调制，以便产生所述处理后的数据信号。
55.如权利要求47所述的方法，其中训练序列用于初始化至少一个自适应滤波器，后者用于完成所述自适应均衡化和视频抵消。
56.如权利要求49所述的方法，其中在采集方式期间，用于控制完成所述自适应均衡化和视频抵消的至少一个自适应滤波器的权重不变。
57.如权利要求49所述的方法，其中Wiener-Hopf直接解用于调整完成所述自适应均衡化和视频抵消的至少一个自适应滤波器。
58.一种用于同时发射数据信号与标准电视信号的系统，所述方法包括抑制发生器，用于产生抑制信号；补偿器，用于产生校正信号，以便补偿非线性畸变；用于利用所述校正信号调整所述抑制信号的装置；用于利用所述校正信号调整与所述数据信号相关的内部数据信号的装置；组合器，用于组合所述调整后的抑制信号和所述调整后的内部数据信号；升频转换器，用于转换与所述组合后的抑制信号和所述内部信号相关的信号，以便产生所述数据信号；和功率放大器，用于发射包括所述数据信号和所述标准电视信号的复合电视频谱。
59.如权利要求58所述的系统，其中所述抑制发生器包括多个抑制级，用于利用叠代处理产生所述抑制信号。
60.如权利要求58所述的方法，其中所述补偿器包括查用表。
61.如权利要求58所述的方法，其中所述抑制发生器从监控接收机接收至少一个反馈信号。
62.一种用于同时发射数据信号与标准电视信号的系统，所述方法包括抑制发生器，用于根据来自监控接收机的至少一个控制信号产生抑制信号；组合器，用于组合与所述抑制信号相关的信号和内部数据信号，所述内部数据信号与所述数据信号相关并且处于相对于与所述抑制信号相关的信号的基本上正交的关系；用于调制所述组合后的信号并将其转换为模拟信号的装置；升频转换器，用于从所述调制器的输出产生所述数据信号；和耦合器，用于把所述数据信号插入携带所述标准电视信号的电视频谱中。
63.一种用于控制数据信号相对于标准电视信号的相位的系统，所述数据和电视信号同时在电视频谱中发射，所述系统包括补偿器，用于针对电视发射机系统中的非线性畸变，产生非线性相位校正信号；用于利用基准信号调制所述非线性相位校正信号并将其向上频移的装置；降频转换器，用于利用本机振荡器把所述标准电视信号向下频移到中频；比较器，用于把所述向上频移后的非线性相位校正信号和所述降频转换后的电视信号加以比较，并提供控制信号以便调整所述本机振荡器；和升频转换器，用于把与所述数据信号相关的中频信号向上频移，其中所述升频转换器使用来自所述本机振荡器的基准信号。
64.如权利要求63所述的方法，其中利用插入相位校正信号来调整所述非线性相位校正信号。
65.如权利要求63所述的方法，其中所述补偿器从监控接收机接收至少一个反馈控制信号。
66.如权利要求63所述的方法，其中所述补偿器包括查用表。
67.如权利要求63所述的方法，其中所述补偿器接收根据对所述电视频谱的接收产生的反馈控制信号。
68.一种用于发射包括标准电视信号和数据信号的电视频谱的系统，所述系统包括接收机，用于接收数据信息；内插器，用于对与所述接收的数据信息对应的信号进行内插；混频器，用于将所述内插后的信号频移；Nyquist求补滤波器(″NCF″)和残留边带滤波器(″VSBF″)，用于调制所述频率移动后的和内插后的信号；抑制发生器，用于产生抑制信号；组合器，用于组合与所述抑制信号相关的第一信号和与所述NCF和VSBF的输出相关的第二信号；升频转换器，用于将所述组合后的第一和第二信号频移；耦合器，用于把所述频率移动后的和组合后的第一和第二信号插入所述携带标准电视信号的电视频谱中；其中，所述第一信号基本上与所述标准电视信号同相，而所述第二信号基本上与所述标准电视信号正交。
69.如权利要求68所述的系统，其中调整所述抑制信号的相位和振幅，以便产生第一信号；和调整所述NCF和VBSF的输出的相位和振幅并将其相移到正交状态，以便产生所述第二信号。
70.如权利要求69所述的系统，其中还包括补偿器，用于响应所述数据信号相对于所述标准电视信号的注入相位产生相位控制信号；和本机振荡器，用于向所述升频转换器提供基准信号，其中，根据所述相位控制信号调整所述本机振荡器。
71.如权利要求69所述的系统，其中还包括电视仿真器，用于产生振幅反馈控制信号，其中所述内插器接收所述振幅反馈信号。
72.如权利要求71所述的系统，其中所述内插器是加7内插器。
73.如权利要求69所述的系统，其中包括电视仿真器，用于产生频率反馈控制信号，其中所述内插器接收所述频率反馈控制信号。
74.如权利要求69所述的系统，其中包括电视仿真器，用于产生同步反馈控制信号，其中所述内插器接收所述同步反馈控制信号
75.如权利要求69所述的系统，其中包括电视仿真器，用于产生抑制均衡化信号，其中所述抑制发生器接收所述抑制均衡化信号。
76.如权利要求69所述的系统，其中包括电视仿真器，用于产生抑制最佳化信号，其中所述抑制发生器接收所述抑制最佳化信号。
77.一种用于在标准电视频谱内同时发射标准电视信号和数据信号的系统，所述系统包括补偿器，用于监测所述标准电视信号的振幅，其中，根据所述标准电视信号的振幅而暂停所述数据信号的发射。
78.如权利要求77所述的系统，其中包括序列发生器，用于在所述标准电视信号的垂直同步脉冲间隔期间，与所述标准电视信号同时发射训练序列信号。
79.如权利要求77所述的系统，其中在所述标准电视信号的水平同步脉冲间隔期间发射命令数据。
80.一种产生用于发射机系统中的插入相位控制信号的监控接收机，所述发射机系统用于发射包括标准电视信号和数据信号的标准电视频谱，所述监控接收机包括第一数据序列发生器；调制器，用于调制所述数据序列，以便复制用于调制作为所述数据信号发射的第二数据序列的多个信号处理步骤；接收机，用于从所述标准电视频谱恢复复基带信号；相关器，用于使所述已调制的第一数据序列与所述复基带信号相关；发生器，用于根据所述相关器的输出产生所述插入相位控制信号；和输出装置，用于向所述发射机系统提供所述插入相位控制信号，以便控制所述数据信号和所述标准电视信号之间的相位关系。
81.如权利要求80所述的监控接收机，其中所述第一数据序列包括训练信号。
82.如权利要求80所述的监控接收机，其中包括相移器，用于将所述已调制第一数据序列相移90度；和另一个相关器，用于使所述相移后的序列与所述复基带信号相关，以便产生振幅校正信号；其中所述输出装置向所述发射机提供所述振幅校正信号，以便控制所述多个处理步骤中的至少一个。
83.如权利要求80所述的监控接收机，其中包括比较器，用于把视频估计与视频基准信号加以比较，并产生剩余误差信号；和自适应滤波器，用于把所述剩余误差信号减到最小，并提供抑制均衡化信号。
84.如权利要求83所述的监控接收机，其中所述自适应滤波器是Kalman滤波器。
85.如权利要求80所述的监控接收机，其中所述监控接收机的至少一部分是用软件实现的。
86.一种产生用于发射机系统中的抑制最佳化信号的监控接收机，所述发射机系统用于发射包括标准电视信号和数据信号的标准电视频谱，所述监控接收机包括多个模型电视接收机，用于接收所述标准电视频谱，每一个模型电视接收机都产生一个模型视频估计；比较器，把每一个模型视频估计与一视频基准信号加以比较，并产生相应的剩余误差信号；统计加权组件，用于按照所述相应的模型电视接收机在广播区域内的统计普及率对所述多个剩余误差信号中的每一个进行加权；和自适应滤波器，用于把所述多个加权后的剩余误差减到最小，并获得所述抑制最佳化信号。
87.如权利要求86所述的监控接收机，其中所述自适应滤波器是Kalman滤波器。
88.如权利要求86所述的监控接收机，其中所述多个模型电视接收机中的至少一个是标准电视接收机的仿真器。
89.如权利要求86所述的监控接收机，其中所述多个模型电视接收机中的至少一个是标准电视接收机的软件仿真器。
90.一种抑制发生器，它包括至少一个仿真器，它为第一标准电视接收机建模，所述仿真器接收为包括标准电视信号和数据信号的标准电视频谱建模的信号并产生视频估计；和组合器，用于产生所述视频基准信号和所述视频估计之间的差值，其中所述差值用于控制所述标准电视信号和所述数据信号的发射。
91.如权利要求90所述的抑制发生器，其中所述差值输入到另一个为第二标准电视接收机建模的仿真器，以便产生叠代差值。
92.如权利要求90所述的抑制发生器，其中所述至少一个仿真器包括模型残留边带(″VSB″)滤波器；模型电视Nyquist滤波器；和模型准同步(″QS″)检波器。
93.如权利要求92所述的抑制发生器，其中所述VSB滤波器仿真广播区域内典型电视接收机的VSB滤波器。
94.如权利要求92所述的抑制发生器，其中所述VSB滤波器代表广播区域内多个电视接收机用的多个VSB滤波器系数的统计加权和。
95.一种用于接收包括标准电视信号和数据信号的标准电视频谱的接收机，所述接收机包括调谐器，用于接收所述标准电视频谱；混频器，用于恢复所述电视频谱的载波；Nyquist滤波器，它根据所述恢复的载波和所述接收的标准电视频谱产生视频估计信号和数据估计信号；同步恢复处理器，用于根据所述视频估计信号恢复同步振幅；增益控制器，用于根据所述恢复的同步振幅调整所述视频和数据估计信号；至少一个自适应滤波器，用于完成自适应均衡化和视频抵消；和输出装置，用于根据所述至少一个自适应滤波器的输出提供处理后的数据信号。
96.如权利要求95所述的接收机，其中还包括降频转换器，用于把所述接收的标准电视频谱频移到中频(″IF″)；和模数转换器，用于把所述IF频谱转换为数字信号；其中所述模数转换器的采样频率与所述标准电视信号的色度副载波相关。
97.如权利要求95所述的接收机，其中还包括至少一个平方根上升余弦(″SRRC″)滤波器；和抽取器，用于调制所述视频和数据估计信号。
98.如权利要求95所述的接收机，其中包括第一组合器，用于从作为与所述处理后的数据信号有关的内部处理数据信号的预测数据信号减去不希望有的分量，其中，所述至少一个自适应滤波器包括第一和第二自适应滤波器，所述第一自适应滤波器通过对从所述数据估计信号获得的已调制数据信号进行自适应滤波而产生所述预测的数据信号；和第二自适应滤波器，它通过对从所述视频估计信号获得的调制视频信号进行自适应滤波而产生所述预测数据信号中的不希望有的分量。
99.如权利要求98所述的接收机，其中还包括符号估算器，用于向所述第一和第二自适应滤波器提供符号误差控制信号。
100.如权利要求99所述的接收机，其中所述符号估算器包括判决块，用于产生符号估计信号；和第二组合器，用于从所述符号估计信号减去所述内部处理后的数据信号以便产生所述符号误差控制信号。
101.如权利要求100所述的接收机，其中包括另一个增益控制器，用于根据所述符号估计信号为所述第一组合器产生增益控制信号。
102.如权利要求95所述的接收机，其中还包括框架代码调制解码器和Reed-Solomon解码器，用于调制与所述至少一个自适应滤波器的输出相关的信号，并产生所述处理后的数据信号。
103.如权利要求95所述的接收机，其中训练信号序列用于将所述至少一个自适应滤波器初始化。
104.如权利要求95所述的接收机，其中用于控制所述至少一个自适应滤波器的至少一个权重在采集方式期间不变。
105.如权利要求95所述的接收机，其中Wiener-Hopf直接解用于调整所述至少一个自适应滤波器。
全文摘要
用于同时发射标准模拟电视视频信号和数字信号的方法和系统。发射系统包括模拟视频信号通道和数据信号通道。数据信号通道产生数据信号，后者加到视频信号上、与之组合、或用其他方法强制加于其上，使之当被广播区域内的电视接收检测时，与视频信号基本上成正交的关系。生成抑制信号，并将其加在视频信号上，以便校正所述数据对视频信号的影响。除别的以外，接收机把所述数据与视频信号分离，处理数据信号，以便提取和恢复所述数据，并把发送所述数据供输出。若有必要，这样的接收机还可以包括或包含输出到用于再现电视节目的电视接收机的输出。还公开了其他方面和特征，并提出了权利要求。
文档编号H04L27/00GK1736101SQ03825184
公开日2006年2月15日 申请日期2003年9月17日 优先权日2002年9月18日
发明者沃尔特·奇乔拉, 特德·E·哈特森, C·D·龙, T·J·恩德雷斯 申请人:多特卡斯特公司