专利名称：利用低扩频因子的噪声和信道估计的制作方法
技术领域：
本发明概括地说涉及无线通信，具体说涉及无线通信系统中的改进的噪声估计。
背景技术：
无线通信领域包括很多无线应用，如语音通信，寻呼，分组数据业务，以及IP电话。这些服务引出的一种挑战是在不同业务中对于容量、服务质量、等待时间、数据率的大大不同的要求。各种空中接口已经发展起来，以利用不同的无线通信技术(如频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA))将这些业务进行结合。
为了适应有不同组要求的结合业务，通信标准(如被提出的CDMA2000和W-CDMA)明确说明了在从无线基站到用户站的下行信道中不同长度的正交码的使用。一些标准还明确说明了使用用于不同信道的变长度的正交码来发射不同上行信道(从用户站到无线基站的方向)的信号。例如，一个无线基站可能发射三种类型的下行信号导频、语音、分组数据，利用不同长度的正交码符号来信道化或“覆盖”各种不同类型的信号。正交码符号的长度典型地被描述成许多的“码片”，每个码片是指发射信号的最小的二进制部分。在一个扩频系统中，信息的每个比特与一个预先设定好每比特码片数的二进制码片序列相乘。由正交码符号乘以单独的二进制信息比特，有效地“扩展”符号中所有码片的信息比特。因此，码片长度或每比特码片数经常被称作发射信息信号的“扩频因子”。
现有的扩频系统的另一个方面是不同用户站之间和不同基站之间的频带共享。也就是说，在扩频系统中的相邻基站以相同的频带发射他们的下行信号。由于频带的共享(也叫“复用”)，基站发射的下行信号会破坏性地干扰相邻基站的下行信号。不论是从可支持的用户站数还是从下行链路上可能的最大信息吞吐量的方面衡量，这种干扰都将降低相邻基站的容量。通过使用功率控制技术将所有信号的发射功率降低到仍可以允许信号被用户站正确接收并解码的最低值，可以提高这种系统的容量。功率控制的有效性很大程度上由用户站和基站的噪声测量的精确性决定。因此，在本领域中，需要一种手段来提供使用可变扩频因子系统的最大化噪声测量精确度。
发明内容
本文公开的实施例通过使在最长正交码符号的单个符号周期片断内进行噪声测量成为可能，来达到上文提出的需求。第一方面，无线系统的用户站确定何时在用该无线系统最长的扩频因子扩展的前两条信道的每个信道上正在发送信息，也要确定使用最长扩频因子的接下来的两条信道未被占用(未被用来传输数据)，并且在最长扩频因子码符号的一个符号周期片断的周期上进行噪声估计。第二方面，用户站确定一条有关短扩频因子码符号的未使用的信道，并在短扩频因子码的符号周期内进行噪声估计。第三方面，用户站使用相似的技术，以便在最长扩频因子码的一个符号周期片断的周期内进行信道估计。
用户站可能独立地识别出未使用信道。作为选择，也可能由基站给用户站提供未使用信道的标识。
参照附图对本发明进行描述。在附图中，同样的标号代表相同的或者功能相似的部分。
图1是示例的无线通信系统；图2是具有一条未使用的短扩频因子信道的示例编码树；图3是基于利用具有共同父码的第一组最长扩频因子码测量噪声的示例方法；图4是基于未被占用的短扩频因子码测量噪声的示例方法；图5是利用短扩频因子码测量噪声的示例用户站；图6是提供可应用短扩频因子码进行噪声估计的传输信号的示例基站设备。
具体实施例方式
图1是一个示例性具有一个单独的基站的无线通信系统，包括与带有天线114的基站112进行通信的带有天线104的用户站102。基站112或用户站102在不偏离本文所阐述的实施例的情况下可能使用多根天线。基站112通过下行信道124发射无线信号给用户站102。用户站102通过上行信道122发送无线信号给基站112。基站112利用不同子信道通过下行信道124发送多重信号。在一个示例性实施例中，不同的下行子信道可通过正交码进行区别。也就是说，在某一特定子信道传送的每比特的数据(数据比特)通过将该数据比特乘以基站112所使用的码中唯一的某个正交码符号来扩展。在一个示例性实施例中，用户站102利用对不同子信道进行编码的正交码符号的知识以及哪条子信道正用来传送数据的知识，来对下行信道124接收到的噪声进行测量。
如文中所用，术语“噪声”包括热噪声的干扰，以及由其他信号源发射的信号造成的干扰。如文中所用，用户站可能是移动的或者固定的，并且可能与一个或多个基站进行通信。用户站进一步说可以是很多种装置中的任何一种，包括但不局限于PC卡，CF卡，外置或内置调制解调器，无线电话，可能还包括有线电话或调制解调器。
参照图2易于实现可能使噪声测量得到改进的技术，该图显示了示例性编码树，该编码树显示不同子信道的正交码符号的分配。图2所示的示例性实施例是根据W-CDMA标准所描述的子信道分派方法，但是可适用于对不同子信道使用不同长度扩频码的任何无线信号。如图2所示的编码树220说明了一种给不同的子信道分配不同码片长度的正交码符号的系统方法。在每个数据比特与一个完整的码符号相乘的情况下，码片中码符号的长度就等于子信道的扩频因子。
在图2中，每个具有第一个符号长度的“父”正交码都可以用来得到两个具有两倍该符号长度的“子”正交码。正交码的级别用标号C(X，Y)来表示，其中X是正交码中码片的个数，Y是从顶部到底部处在该级别的码的序号。X的值也可以看成对应码的扩频因子(SF)。当从一个父正交码得到两个子正交码时，两个码中的第一个是重复两次的父码，两个码中的第二个是将父码后面加上该码的取反。于是，具有码片序列(+，+)的二码片码C(2，0)分裂成两个四码片子码，C(4，0)＝(+，+，+，+)和C(4，1)＝(+，+，-，-)。相似的，具有码片序列(+，-)的二码片码C(2，1)分裂成两个四码片子码，C(4，2)＝(+，-，+，-)和C(4，3)＝(+，-，-，+)。按此方法构造，编码树中所有“叶”节点上的码都可以保证与其它的叶节点码正交，即使一些叶节点上的码比其他叶节点码更长(包含更多码片)。
虽然编码树220最长的分支显示在顶部，也就是最长的码的标号C(X，Y)中的Y值较小，但是不排除使用具有较下部的分支向右延伸的长分支的编码树。例如，编码树中C(4，0)和C(4，3)两个分支可能一直延伸到256个码片的叶节点码，而同时C(4，1)和C(4，2)作为叶节点码。
如上所述，图2所示的示例性信道分配是基于W-CDMA标准所描述的子信道分派方法。因此，用编码树分支202上的C(256，0)码来扩展被称为公共导频信道(CPICH)的导频子信道，而编码树分支204上的C(256，1)码被用来扩展主公共控制物理信道(P-CCPCH)。在编码树220中最长的码有256个码片。因此，256码片就被称为编码树220的最长扩频因子，任何在编码树220中有256个码片的码都被称作最长扩频因子码。在W-CDMA编码树中，CPICH和P-CCPCH都是最长扩频因子码。
如上所述，根据与信道有关的业务的要求，预期的扩频系统对于不同的信道使用不同的扩频因子。例如，在W-CDMA中，用长度为256码片的导频信道符号覆盖导频信号，用长度为128码片的信道符号覆盖语音信号，而可能用长度为64码片的信道符号覆盖分组数据信号。因此，导频、语音、分组数据信道的扩频因子分别为256，128，64。另外，一些低声码器速率的语音信号也可以用256码片的信道符号覆盖。
在不知道哪条信道正用来传送信息信号的情况下，可能只能通过最长扩频因子进行噪声测量。也就是说，在使用图2所示的编码树的W-CDMA系统中，如果一个用户站不知道哪条信道还没有被分配，那么用户站就只能用256码片的最长扩频因子来进行噪声测量。
然而，在用户站知道一条或多条具有较短扩频因子的信道的情况下，有可能改进噪声测量。在一个示例性实施例中，用户站确定一条扩频因子为128码片的信道未被使用，从而在128码片周期内进行噪声测量。结果是每个256码片周期内可以得到两次128码片噪声测量。例如，如果用户站确定编码树分支206中的C(128，1)码未被用来从基站传送信号，用户站就可以在编码树分支202中的CPICH C(256，0)或者编码树分支204中的P-CCPCH码C(256，1)的每个256码片周期内，生成两次128码片的噪声测量。
在没有未使用信道可以被识别出来的情况下，噪声估计的频率就不可能高于每256码片一次。这样的噪声估计是不理想的，因为需要更长的时间去生成，而且比起用较短周期生成、然后进行平均的噪声估计，其精度比较低。在用户站所知的编码树220中选择的码未被占用(没有用来传送数据)的情况下，可以生成改进的噪声估计。
为了认为一个码是未被占用的，该码的所有的子码都必须是未被占用的。例如，为了使32比特的C(32，31)码218被认为未被占用，64比特的子码C(64，62)210和C(64，63)216都必须未被占用。为了使64比特的C(64，63)216码未被占用，128比特的子码C(128，126)212和C(128，127)214都必须未被占用。如果一个码对应的编码信道没有用于传送，或者传送功率为0，那么这个码可以被认为是未被占用的。
图3所示是利用未被占用编码信道的知识执行改进的噪声估计的示例性方法。在步骤304，用户站确定前四个最长扩频因子码的使用情况。用户站可以做出这个判断的方法包括在步骤302接收一个指出这些码使用情况的下行报文。作为选择，用户站也可以对接收到的信息进行测量来独立地确定哪些与最长扩频因子码相关的信道正被用来传送信号。
为了使改进的噪声估计成为可能，这四个最长扩频因子码必须属于同一个父码。例如，用户站可能有一条先验知识，就是第一个最长扩频因子码，C(256，0)202，用来传送一个全1导频信道(CPICH)，而第二个最长扩频因子码，C(256，1)204，用来传送P-CCPCH数据。在步骤302，用户站可能接收到一个指明父码C(64，0)208的剩余的两个子码都未被占用的下行报文。具体地说，在步骤302接收到的下行报文指明C(256，2)和C(256，3)码是否都未被占用，或者父码C(128，1)206是否未被占用。在一个示例性实施例中，步骤302接收的下行报文是单比特的。下行报文可以通过专用信道、广播信道或者多播信道从基站收到。
当用户站确定一个父码的四个子码中有一半未被占用时，用户站可以在父码的每两个码符号周期内产生两次噪声估计。具体地说，在步骤306，用户站利用父码解扩接收到的信号，来提供短SF解扩信号。然后，在步骤308，短SF解扩信号在第一个父码符号周期内存入缓存。在步骤310，短SF解扩信号在第二个父码符号周期内又一次被存入缓存。在步骤312，在第一个父码符号周期内被存入缓存的值和在第二个父码符号周期内被存入缓存的值的差被确定。于步骤312建立的差构成接收信道的噪声估计。这个差可以通过从第二次的一组值中减去第一次的一组值确定。
必须指出，对应于可能进行相减的父码符号周期的信号必须对应于这样的父码符号周期在这些周期里已知两个被占用信道传送的数据是相同的。例如，在用户站确定C(256，2)和C(256，3)都未被占用的情况下，用户站又获知第一个64码片周期传送的码片值与第二个64码片周期传送的码片值相同。具体地说，CPICH码的第一个64码片与CPICH码的第二个64码片相同，P-CCPCH码的第一个64码片与P-CCPCH码的第二个64码片相同。因此，接收到的第一个64码片周期和第二个64码片周期的码片的能量值的任何差异都只是源于噪声。类似地，接收到的第三个64码片周期和第四个64码片周期的码片的能量值的差异都只是源于噪声。因此，当用户站知道C(256，2)和C(256，3)码未被占用时，用户站可以在每一个256码片码符号期间的前两个64码片周期和后两个64码片周期各生成一个噪声估计。只是每128码片需要生成的这两个噪声估计，可以直接使用或者求和取平均来生成可靠的接收信道的噪声估计。
在一个示例性实施例中，例如，使用快速Hadamard变换，根据64码片符号-符号(symbol-by-symbol)确定接收到的干扰能量值之间的差。在一个示例性实施例中，每一个256码片码符号周期被分成两个连续的128码片码符号周期。这两个128码片码符号周期的每一个又被分成两个连续的64码片码符号周期。通过测量第一个64码片周期和第二个64码片周期符号能量的差值提供第一个128码片码符号周期的第一个噪声估计。通过测量第三个64码片周期和第四个64码片周期符号能量的差值提供第二个128码片码符号周期的第一个噪声估计。在W-CDMA中的CPICH和P-CCPCH信道的64码片父码是C(64，0)全1码208的情况下，64码片符号能量的测量可以不用实际地将接收的样本和C(64，0)码208相乘而生成。这样的相乘是没有必要的，因为将接收到的样本乘以全1码不会改变接收到的样本。
用户站也可以用C(128，1)码206执行改进的无线信道的信道估计。具体地说，在W-CDMA中CPICH信道是从不用来传送数据的导频信道。CPICH信道被作为使下行信号的相干解调能够实现的信道估计的相位和幅度的参考。在C(128，1)码206被用来传送数据的情况下，用CPICH码202进行的信道估计在每个256码片的CPICH码符号信号周期只能生成一次。然而，在用户站知道P-CCPCH信道如上所述以90％占空因数进行传送的情况下，那么在P-CCPCH码未被占用的期间，使用父码C(128，0)码作为导频码，就可以每128码片码符号周期生成一次信道估计。用户站就可以在一个256码片码符号周期内生成两次信道估计。
另外，在用户站还知道C(128，1)码206未被占用的情况下，在P-CCPCH码未被占用的期间，可以在每个64码片码符号周期生成信道估计。具体地说，在CPICH码是父码C(64，0)208唯一的被占用子码的那10％时间里，父码C(64，0)208可以作为64码片的导频码。用户站每64码片码符号周期生成一个信道估计，或者说每256码片码符号周期生成四个信道估计。在一个示例性实施例中，用户站对这些64码片信道估计进行无限冲激响应或有限冲激响应滤波，以产生实际用于剩余信道的相干解调的信道估计。作为选择，用户站也可以不进行滤波而直接使用信道估计。
图4所示的是另一种在用户知道有一个扩频因子比最长扩频因子码的扩频因子短的未使用码的情况下测量噪声的方法。在步骤404，用户站识别出这个未使用的码。用户站识别未使用的码的方法包括在步骤402接收一个识别未使用的码的下行报文。作为选择，用户站也可以对接收信号的进行测量以独立地识别出未使用的码。
一旦用户站识别出一个未使用的码，用户站就可以在每一个与未使用的短SF码相对应的符号周期内产生一个噪声估计。在步骤406，用户站使用这个未使用的码解扩接收到的信号，从而得到一个短SF解扩信号。然后，在步骤408，用户站从短SF解扩信号生成噪声估计。
例如，如果未使用的码具有64的扩频因子，以使未使用的码的码符号长度是64码片，那么在步骤408，用户站可以每64个码片生成一个新的噪声估计。或者用户站也可以每256个码片生成四个单独的噪声估计。这四个噪声估计可以一起取平均也可以分别使用。作为选择，噪声估计也可以被输入一个无线冲激响应(IIR)滤波器或有限冲激响应(IIR)滤波器。在每256码片周期对四个64码片估计进行平均可以看成FIR滤波器的一个具体实例。
因为用户站知道识别出的未使用的码不用来传送任何信号，并且还因为用户站还知道所有其它码都和该未使用的码正交，所以某一个和下一个从未使用的码符号周期接收到的码片能量值的差异只是由噪声引起。在一个使用64码片未被占用的码的示例性实施例中，用户站确定每个64码片周期的信号能量，然后确定该符号能量值和前一个64码片周期的符号能量值的差异。在一个示例性实施例中，利用快速Hadamard变换(FHT)确定符号能量值。用户站可以直接使用短SF噪声估计，也可以先将短SF噪声估计通过无限冲激响应(IIR)滤波器或有限冲激响应(FIR)滤波器滤波。一个FIR滤波器的例子就是对于四个连续的噪声估计进行平均来对每一个256码片的码符号周期生成一个256码片噪声估计。
在建议的W-CDMA系统中，CPICH信道没有被用来输送数据信息。具体地说，CPICH信道是一个总保持恒定值的导频信道。在CPICH信道是全1码C(256，0)202的情况下，CPICH信道代表一个可以被任何正交码有效解调的恒定直流信号。建议的W-CDMA系统的另一方面是P-CCPCH信道的不连续传输。具体地说，P-CCPCH信道以90％的占空因数进行传输，以使在每十个256码片码符号周期的时间里相应的P-CCPCH码204未被占用。用户站可以简单地确定这些循环的相位从而可以识别出十个256码片码符号周期中P-CCPCH码204未被占用的那一个。在知道剩余的128码片码206也未被占用的情况下，就允许用户站将64码片的父码C(64，0)208当成是实质未被占用的来对待。因此，在一个示例性实施例中，用户站可以根据P-CCPCH码204何时被占用在图3和图4所示的噪声估计技术之间变换。具体地说，在十个256码片码符号周期中的九个，用户站执行图3进行描述的噪声估计。然而，在每十个256码片码符号周期期间，用户站为256码片码符号周期中的64码片段之间的三个转变中的每一个生成一个噪声估计。
在每十个256码片码符号周期期间，当P-CCPCH信道没有传输时，256码片码符号周期被分成4个相继的64码片周期，在步骤406，用户站测量四个64码片周期每一个的干扰能量，并在步骤408通过确定干扰能量测量之间的差异来生成噪声估计。第一个噪声估计是由第一和第二个64码片周期的符号能量差异产生的，第二个噪声估计是由第二和第三个64码片周期的符号能量差异产生的，第三个噪声估计是由第三和第四个64码片周期的符号能量差异产生的。在另一个可选择的实施例中，用户站在第十个256码片码符号周期中，可以通过确定不相邻的64码片周期之间的差异的方法生成多于3个的噪声测量。例如，第四个噪声估计可以通过确定256码片码符号周期中的第一个和第四个64码片段期间的干扰测量的差异来生成。
作为选择，在用户站知道C(64，0)编码树分支以外的另一个未被占用码的情况下，用户站还可以使用多个未被占用码同时进行噪声估计和组合噪声估计。例如，在已知C(128，1)码206和C(64，62)码210都未被占用的情况下，在每十256码片码符号周期中P-CCPCH码204未被占用的那一个周期，用户站可以将利用C(64，0)208和C(64，62)210码符号生成的噪声估计进行组合。另外，使用不同码片长度的码符号生成的噪声估计也可以被组合来产生更精确的组合噪声估计。例如，在用户站已知C(64，62)210和C(128，126)212都未被占用的情况下，用户站可以利用这两个未被占用的码生成噪声估计，然后组合噪声估计来形成每128码片或者每256码片的组合噪声估计。
图5所示的是用户站102的一个示例性设备，它被配置为基于利用有公共父码的第一组最长扩频因子码来测量噪声(如图3的相关讨论)。通过天线104接收无线信号。如上所述，用户站102可能使用多条天线，但不偏离本文描述的实施例。在由采样器506进行采样前，信号的增益由自动增益控制(AGC)504调节。AGC 504可能还包括一个数字或者模拟的下变频器来将接收到的信号下变频到中频或者基带频率。然后将采样信号提供给解扰器508，在解扰器508里将采样信号乘以扰码生成器518生成的扰码从而得到解扰信号。
采样器506可能执行实数采样，生成单一的数字采样信号流。作为选择，采样器506也可以执行复数采样，来提供一个具有同相信号部分和正交相位信号部分的复数采样信号流。采样器506可能对接收到的信号以每码片一个采样点(一般称为“chip-x-1”)的采样速率进行采样，也可能用更高的如每码片4采样点(一般称为“chip-x-4”)的采样速率。
扰码生成器518可能生成一个用单一的数值流表示的实扰码，或者也可能生成有实部和虚部的复扰码。在扰码和样本流其中之一是唯一的实数的情况下，解扰器508使用实数乘法执行解扰功能。在扰码和样本数据流都是复数的情况下，解扰器508对复样本数据流和复扰码进行复数乘法。这种复数乘法的细节在美国专利号5,930,230[the230专利]中描述。用户站102也可能使用导频滤波器(图中未显示)来纠正信道固有的相位误差。实导频滤波器的详细实例在美国专利号5,506,865中提供，复导频滤波器的详细实例在前面提到的230专利中提供。
在一个示例性实施例中，扰码生成器518生成的扰码与单个基站使用的扰码相对应。在一个示例性实施例中，为了使本基站的信号和下一个基站的信号正交或近似正交，每个基站用不同的扰码对其所有的传输进行扰频。例如，有些基站用经过时间偏移的相同的伪码(PN)序列对他们的传输进行扰频，从而得到近似正交性。基站可以应用PN序列直到其出现重复(例如，每26.7毫秒)或者以有规律的间隔截断或重新开始PN序列(例如，一个报文帧起始后的每10毫秒)。其它种类扰码的应用也是可预见的。
解扰器508输出的解扰信号在短扩频因子解扩器512中乘以短扩频因子(短SF)码。短SF解扩器512使用的短SF码由控制处理器520发出的控制信号确定。例如，在用户站同时接收到CPICH和P-CCPCH信号，但是接下来的128码片码206已知未被占用的情况下，短SF解扩器512用C(64，0)码208对接收的样本信号以64码片增量解扩。本领域人士公认利用如C(64，0)的全1码进行解扩不需要任何实际的与码的乘法计算，而可以仅仅将码片能量值存入缓存来完成。在一个示例性实施例中，短SF解扩器512将每个128码片码符号周期的前64个码片一码片接一码片的存入缓存(图中未显示)。在每个128码片码符号周期的第二个64个码片的周期，短SF解扩器512确定每一个64码片周期的码片能量和与其对应的前一个64码片周期的码片能量的差异，并把每一个64码片能量差值输出给噪声估计器516。噪声估计器516利用这些码片能量差值确定每一个128码片码符号周期的噪声估计。作为选择，短SF解扩器512也可以提供单纯的每个完整的64码片码符号周期的干扰测量值，然后噪声估计器516用一对干扰测量值为每一个128码片码符号周期产生一个噪声估计。噪声评估器516输出噪声估计给控制处理器520。这样，在一个示例性实施例中，用户站设备102根据图3所描述的方法运行。
作为选择，用户站设备102也可以根据图4所描述的方法运行。例如，在用户站确定一个在编码树分支C(64，0)208之外的短SF码未被占用的情况下，用户站可以在这个未被占用的码的每一个码符号周期后生成一个新的噪声估计。在这种情况下，控制处理器520输出一个信号给短SF解扩器512来确定要用于噪声测量的未被占用的短扩频因子码。在一个示例性实施例中，短SF解扩器512利用一个与未被占用的短扩频因子码同长度的缓存(图中未显示)并且从一个未被占用的码符号周期到下一个未被占用的码符号周期向噪声估计器516一码片接一码片地输出能量差。作为选择，短SF解扩器512也可以生成在每一个对应于未被占用的码符号的码符号周期里的单纯的干扰测量值。在一个示例性实施例中，短SF解扩器512利用一个未被占用码符号的快速Hadamard变换(FHT)产生单纯的干扰测量值。用这种方法，噪声估计器516就可以在对应于未被占用的码的每一个码符号周期后生成一个新的噪声估计。
如上所述，在用户站102知道C(128，1)编码206未被占用，并且P-CCPCH信道只在十分之九的256码片码符号周期中有传输的情况下，控制处理器520为了优化每一个256码片码符号周期的噪声测量而重新配置短SF解扩器512和噪声估计器516。具体地说，控制处理器520设置短SF解扩器512和噪声估计器516，以在P-CCPCH信道被用于传输的90％时间里，每128个码片生成一个噪声估计。在P-CCPCH信道不被用于传输的10％时间里，控制处理器520重新配置短SF解扩器512和噪声估计器516，以每64个码片生成一个噪声估计。
上文还讨论了如何使用户站能够根据P-CCPCH204和C(128，1)206码都未被占用的信息至少在每十个256码片周期里的一个周期产生改进的信道估计。在一个示例性实施例中，解扰器508的输出被提供给信道估计器522。信道估计器522在C(64，0)码208的每个码符号周期上生成一个信道估计。每一个信道估计都包含幅值和相位信息，用这些信息来改善各下行信道信号的相干解调的性能。信道估计器522可以通过对解扰器508的输出进行滤波，例如使用IIR或者FIR滤波器滤波来生成各个信道的估计。在一个示例性实施例中，信道估计器522进一步包括附加的二次滤波器来对64码片的信道估计进行滤波。在一个示例性实施例中，这些二次滤波器可以是IIR或者FIR滤波器。FIR滤波器的一个实例就是对每个256码片码符号周期里的四个64码片信道估计进行平均，从而形成每256码片码符号周期的组合信道估计。
未被占用的码的识别可以通过几种手段中的任意一种来完成。例如，一个或多个未被占用码的标识可以在一个信号内通过一条控制信道传送给用户站102。如上所述，在基站只需要指明C(128，1)码206是否未被占用的情况下，此任务可以只用一个单一的信息比特完成。例如，传送“1”代表C(128，1)码206未被占用，传送“0”代表C(128，1)码206正被占用来传输数据。这个单一比特可以从基站通过一个控制信道传送，并且用控制信道解调器510解调。在一个示例性实施例中，解扰器508的输出提供给控制信道解调器510，该解调器对单信息比特进行解调来确定其值是“1”还是“0”，并且将解码比特输出给控制处理器520。控制处理器520根据信息比特的值调整到短扩频因子解扩器512和噪声估计器516的控制信号。
控制信道信号还可能包括用来指明在编码树分支C(64，0)208之外的未被占用的码的数据。控制信道解调器510解调控制信道信号，并将指明未被占用的码的数据输出给控制处理器520。然后，控制处理器520调整到短扩频因子解扩器512和噪声估计器516的控制信号来指导它们利用未被占用的码生成噪声估计。噪声估计器516输出噪声估计给控制处理器520。
如上文所讨论，由控制信道解调器510进行解调的信号所用的控制信道可能是广播信道，用户站102的专用信道，或者用来向包括用户站102的多个用户站传送信息的多播信道。在将用户站102设置成能执行多种类型的噪声估计的情况下(例如，如图3和图4所示的不同类型的噪声估计)，不同类型的未被占用信道信息可能用不同类型的信道传送。例如，指示C(128，1)码206使用情况的单比特可能用一个广播信道传送，而另一个用来识别一个不同的未被占用的码的报文可能用一条专用信道传送。
很多用于识别未被占用的码的不同的形式在这里是可预见的。在一个示例性实施例中，一条控制信道用来传输扩频因子和未使用的码的标识。例如，码C(X，Y)可以使用一个位映射的8比特值来识别，该位映射的8比特包括两个用来识别X的比特，6个用来识别Y的比特。使用这种类型的码，两比特应该足够用来表示任何从16到128码片或者从8到64码片的码长度。6比特应该可以提供由前两比特识别的组中的64个码中的任何一个的索引。作为选择，使用更少的控制信道比特也可以识别该组编码，以识别一组预先确定为很少使用的短扩频因子码中的一个。例如，基站可以包括一个规则C(32，31)218，C(64，63)216以及C(128，127)214总是最后才进行分配。这几个编码中的任何一个都可以用一个两比特信息表示。例如，“00”表示没有一条信道未被占用，“01”表示C(32，31)未被占用等等。还有一种可能的选择，就是使用单一的预定的短扩频因子码，例如64码片C(64，1)码(图中未显示)，就可以只用单比特表示。作为选择，任何其他预定的码的占用或非占用状态也可以用一个特定地分配给该信号的一个单独的比特来表示。
作为选择，图5所示的设备可被用于识别未使用编码信道而无需从控制信道接收这种信息。在一个示例性实施例中，用户站102利用图5所示的设备，对一部分或者所有可能的64码片码执行能量阈值搜索。
图6所示是一个提供允许使用短扩频因子码进行噪声估计的传输信号的示例性基站设备。未调制的CPICH信号602输出给一个加法器618。在P-CCPCH信道调制器628中用P-CCPCH码204对P-CCPCH信号604进行调制。然后，调制的P-CCPCH信号被输出给增益控制器610对调制的P-CCPCH信号的增益进行单独地调整。在一个示例性实施例中，开关612周期性地开启来控制P-CCPCH信道的传输，例如以90％的占空因数，也就是信道在90％的时间进行传送，而剩余的10％的时间不传送。在一个示例性实施例中，开关612在每十个256码片的码符号周期断开一个256码片的码符号周期。
数据信号606输出给一个或多个数据信号调制器614，这些调制器使用不同符号长度和不同扩频因子的码符号对单独的数据信号进行调制，来提供调制的数据信号。经过调制器614的调制后，每一个数据信号都经过增益控制器610被分别地增益调节。使用至少一个控制信道调制器616对至少一个由控制处理器608提供的未被占用信道信号进行调制，来提供一个调制的控制信道信号。然后，增益控制器610对调制的控制信道信号的进行增益调节。在一个示例性实施例中，控制处理器608提供增益控制信号，该增益控制信号决定增益控制器610要应用在每个信号上的增益。作为选择，增益控制信号也可以由一个附加的控制处理器(图中未显示)提供。
控制处理器608根据编码树220中被占用的信号提供未被占用的信道信号。未被占用的信号或者信号可以通过图5的讨论中的任何一种方法进行格式化。例如，可以用单比特指示码C(128，1)206是否被占用。作为选择，也可以用单比特指示除了C(64，0)208外的一个单64码片码，如64码片码C(64，1)(图中未显示)，是否被占用。或者，用多比特识别一组不同扩频因子可能未被占用的码中的一个。
在一个示例性实施例中，控制处理器608分配编码信道以便传送数据信号给用户站时使用。为了使短扩频因子码能用于用户站作噪声估计用的可能性最大，控制处理器608只有在其他所有具有相同的扩频因子的码都已被占用的情况下才对预定的被指定为极少使用的短扩频因子码进行分配。例如，如上所述，控制处理器608可以尽量保证C(32，31)218，C(64，63)216，C(128，127)214不被占用，并且用一个2比特报文指明未被占用的短扩频因子。例如，“00”表示没有未被占用的信道，“01”表示C(32，31)未被占用等等。控制处理器608尽量保存指定为极少使用的短扩频因子码。
在一个示例性实施例中，经过增益调节的CPICH、P-CCPCH、调制的数据信号以及调制的控制信号在加法器618被加在一起，加法器将各信号加起来形成一个组合的发送信号。然后，组合的发送信号在扰频器622乘以一个扰码来得到一个扰动信号。扰码生成器620为扰频器622提供扰码。由扰码生成器620提供的扰码应该和用户站102中的扰码生成器518生成的扰码相同。因此，如上所述，扰码生成器620提供的扰码可能是实数或者复数码。扰码也可以是一个伪码(PN)码。在加法器618提供的组合的发射信号是复数信号的情况下，扰频器622执行复数乘法来对该组合的发射信号进行扰动。扰频器622生成的扰动信号在上变频器(UCVT)624进行上变频，在高功率放大器(HPA)626中进行放大，并从天线114发射。如上所述，基站112在不偏离本实施例的情况下可能使用多根天线。
业内人士会进一步认识到各种不同的与本文阐述的实施例相联系的示例性逻辑块、模块、电路以及算法步骤可以通过电子硬件、电脑软件或者两者相结合的方法实现。为了清楚地说明这种硬件和软件的可互换性，各种示例性部件、逻辑块、模块、电路以及算法步骤都主要从它们的功能出发在上文进行了描述。这样的功能是由硬件还是软件实现取决于具体的应用和设计所受的整体系统的限制。技术熟练的业内人士可能通过各种不同的方法为每一个具体的应用实现上文描述功能，但是这些执行决定不能说成偏离了本发明的范畴。
本文阐述的实施例涉及的示意性逻辑块、模块、电路以及算法步骤可以用下面的设备执行或实现通用处理器，数字信号处理器(DSP)，专用集成电路(ASIC)，现场可编程门阵列(FPGA)或者其它可编程逻辑设备，分立门或晶体管逻辑，分立硬件部件，或者根据上文描述的功能设计的其中任意几个的组合。这种实现可应用在控制信道解调器510，短SF解扩频器512，噪声评估器516，以及控制处理器520等部分。另外，通用处理器可以是微处理器，但是作为选择，处理器也可以是任意的常规处理器、控制器、微控制器或者状态机。控制器还可以通过几种计算设备的结合实现，例如，微处理器和DSP、多个微处理器、一个或多个与DSP核心相连的微处理器，或者任何其它的这种结构的结合。
本文阐述的实施例涉及的方法或算法的各步骤可以直接用硬件实现，或者用处理器的软件模块执行，或者将两者相结合。软件模块可能存储在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或者本领域所知的任何其它形式的存储介质。将一个示范的存储介质与处理器连接，这样处理器就可以从存储介质上读取信息，并向存储介质写信息。作为选择，存储介质也可以集成到处理器中。处理器和存储介质可能在一片专用集成电路(ASIC)上。该ASIC可能安装在用户站里。作为选择，处理器和存储介质也可以作为分离器件安装在用户站里。
提供出前文对于被阐述实施例的描述，是为了使本领域的业内人士能够制造或者使用本发明。对于这些实施例的各种修改对本领域的人来说是显而易见的，本文详细说明的普适性的原理也可以在不偏离本发明的总发明构思和范畴的情况下应用在其他的实施例中。因此本发明并不是限于这里所示的实施例，而是要被授予与这里所公开的原则和新颖性特点相一致的最宽的范围。
权利要求
1.一种噪声测量方法包括确定一个短扩频因子码未被占用，其中所述短扩频因子码具有比最长扩频因子小的短扩频因子；基于所述短扩频因子码测量第一个符号能量来提供第一个测得的符号能量；基于所述短扩频因子码测量第二个符号能量来提供第二个测得的符号能量；并且基于所述第一个测得的符号能量和所述第二个测得的符号能量之间的差值，生成第一个噪声估计。
2.如权利要求1所述的方法，进一步包括接收一个指示短扩频因子码未被占用的报文，其中所述确定是基于所述报文的。
3.如权利要求2所述的方法，其中，所述报文是一个单一比特，并且其中，所述短扩频因子码是C(128，1)码，并且其中所述短扩频因子是128。
4.如权利要求2所述的方法，其中，所述报文是一个单一比特，并且其中，所述短扩频因子码具有小于或等于128码片的长度，并且是预定的码而不是C(128，1)码。
5.如权利要求2所述的方法，其中，所述报文是一个单一比特，并且其中，所述短扩频因子码是预定的具有64码片长度的码。
6.如权利要求2所述的方法，其中，所述报文是一个单一比特，并且其中，所述短扩频因子码是预定的具有32码片长度的码。
7.如权利要求2所述的方法，其中，所述报文多于一比特，并且从具有不同码片长度的一组码中识别所述短扩频因子码。
8.如权利要求1所述的方法，其中，所述短扩频因子码与至少一个被占用的最长扩频因子码具有共同的父码，并且其中，所述最长扩频因子码具有与所述最长扩频因子相等的扩频因子。
9.如权利要求1所述的方法，其中所述短扩频因子是最长扩频因子的一半，并且其中，所述短扩频因子码与两个最长扩频因子码具有共同的父码，其中两个最长扩频码中的第一个一直被占用，并且其中所述最长扩频因子码都具有与所述最长扩频因子相等的扩频因子。
10.如权利要求9所述的方法，进一步包括确定所述两个最长扩频因子码的第二个以预定的占空因数处于未被占用状态；基于所述短扩频因子码测量第三个符号能量来提供第三个测得的符号能量；基于所述短扩频因子码测量第四个符号能量来提供第四个测得的符号能量；并且基于所述第三个测得的符号能量和所述第四个测得的符号能量的差值，生成第二个噪声估计，其中测量第一个符号能量、测量第二个符号能量、测量第三个符号能量、测量第四个符号能量，分别发生在四个连续的码符号周期内，所述四个连续的码符号周期存在于一个与具有最长扩频因子的最长码符号相关的最长码符号周期中。
11.一种信道估计方法包括确定与全1导频码具有共同的父码的每个最长扩频因子码未被占用，其中所述共同的父码具有比最长扩频因子小的短扩频因子；并且使用所述共同的父码进行信道估计。
12.如权利要求11所述的方法，其中所述每个最长扩频因子码中至少有一个码以预定的占空因数间断地被占用，所述方法进一步包括识别在预定的占空因数期间至少有一个码未被占用的周期。
13.如权利要求11所述的方法，其中所述每个最长扩频因子码中至少有一个码以预定的占空因数间断地被占用，其中至少有一个码具有与最长扩频因子相等的扩频因子，并且其中所述短扩频因子等于最长扩频因子的四分之一，所述方法进一步包括识别在预定的占空因数期间至少有一个码未被占用的周期。
14.一种设备包括用于确定一个短扩频因子码未被占用的装置，其中所述短扩频因子码具有比最长扩频因子小的短扩频因子；用于基于所述短扩频因子码测量第一个符号能量来提供第一个测得的符号能量的装置；用于基于所述短扩频因子码测量第二个符号能量来提供第二个测得的符号能量的装置；和用于基于所述第一个测得的符号能量和所述第二个测得的符号能量之间的差值，生成第一个噪声估计的装置。
15.一种设备包括用于确定与全1导频码具有共同的父码的每个最长扩频因子码未被占用的装置，其中所述共同的父码具有比最长扩频因子小的短扩频因子；和用于使用所述共同的父码进行信道估计的装置。
16.一种设备包括控制处理器，配置为用于确定一个短扩频因子码未被占用，其中所述短扩频因子码具有比最长扩频因子小的短扩频因子；解扩器，配置为基于所述短扩频因子码测量第一个符号能量来提供第一个测得的符号能量，并且基于所述短扩频因子码测量第二个符号能量来提供第二个测得的符号能量；噪声评估器，配置为基于所述第一个测得的符号能量和所述第二个测得符号能量之间的差值，生成第一个噪声估计。
17.如权利要求16所述的设备，进一步包括控制信道解调器，其被配置用来解调指示所述短扩频因子码未被占用的报文，其中所述控制处理器基于所述报文确定所述短扩频因子码未被占用。
18.如权利要求17所述的设备，其中所述控制信道解调器被配置用来将报文解码成单一比特，其中所述解扩器被配置用来使用短扩频因子的C(128，1)码测量所述第一个和第二个符号能量。
19.如权利要求17所述的设备，其中所述控制信道解调器被配置用来将报文解码成单一比特，其中所述解扩器被配置用来使用与所述单一比特相关的预定的短扩频因子码测量所述第一个和第二个符号能量，其中所述预定的短扩频因子码具有小于或等于128码片的长度。
20.如权利要求17所述的设备，其中所述控制信道解调器被配置用来将报文解码成单一比特，其中所述解扩器被配置用来使用与所述单一比特相关的预定的短扩频因子码测量所述第一个和第二个符号能量，其中所述预定的短扩频因子码具有等于64码片的长度。
21.如权利要求17所述的设备，其中所述控制信道解调器被配置用来将报文解码成单一比特，其中所述解扩器被配置用来使用与所述单一比特相关的预定的短扩频因子码测量所述第一个和第二个符号能量，其中所述预定的短扩频因子码具有等于32码片的长度。
22.如权利要求17所述的设备，其中所述控制信道解调器被配置用来解码的报文多于1比特，其中所述解扩器被配置用来基于所述多于1比特的报文，使用具有不同码片长度的预定的一组码测量所述第一个和第二个符号能量。
23.如权利要求16所述的设备，其中所述短扩频因子码的扩频因子是最长扩频因子的四分之一，其中所述解扩器进一步被配置用来测量一个长扩频因子码符号周期内的四个连续短扩频因子码符号周期上的四个符号能量，来提供除了所述第一个和第二个符号能量外的第三个和第四个测得的符号能量。
24.如权利要求23所述的设备，其中所述噪声估计器进一步被配置用来为每个长扩频因子码符号周期提供两个噪声估计，所述两个噪声估计中的第一个是第一个噪声估计，通过所述第三个测得的符号能量和第四个测得的符号能量之间的差值确定第二个噪声估计。
25.如权利要求24所述的设备，其中所述控制处理器进一步被配置用来确定在一个预定的占空因数期间一个最长扩频因子码何时未被占用。
26.一种设备包括控制处理器，其被配置用来确定与全1导频码具有共同的父码的每个最长扩频因子码未被占用，其中所述共同的父码具有比最长扩频因子小的短扩频因子；和解扩器，其被配置用来使用所述共同的父码进行信道估计。
27.如权利要求26所述的设备，其中所述每个最长扩频因子码中至少有一个码以预定的占空因数间断地被占用，其中所述控制处理器被进一步被配置用来识别在预定的占空因数期间至少有一个码未被占用的周期。
28.如权利要求26所述的方法，其中所述每个最长扩频因子码中至少有一个码以预定的占空因数间断地被占用，其中至少有一个码具有与最长扩频因子相等的扩频因子，并且其中所述短扩频因子等于所述最长扩频因子的四分之一，并且其中所述控制处理器被进一步配置用来识别在预定的占空因数期间至少有一个码未被占用的周期。
29.一种包含指令的计算机可读介质，在处理器执行的时候，所述指令使得所述处理器执行噪声测量方法，包括确定一个短扩频因子码未被占用，其中所述短扩频因子码具有比最长扩频因子小的短扩频因子；提供一个控制信号给解扩器来使解扩器基于所述短扩频因子码测量第一个符号能量来提供第一个测得的符号能量，并且基于所述短扩频因子码测量第二个符号能量来提供第二个测得的符号能量；并且提供一个控制信号给噪声估计器来使所述噪声估计器基于所述第一个测得的符号能量和所述第二个测得的符号能量之间的差值，生成第一个噪声估计。
30.一种包含指令的计算机可读介质，在处理器执行的时候，所述指令使得所述处理器执行信道估计方法，包括确定与全1导频码具有共同的父码的每个最长扩频因子码未被占用，其中所述共同的父码具有比最长扩频因子小的短扩频因子；提供一个控制信号给解扩器来使解扩器。
全文摘要
噪声测量是在最长正交码符号的单个符号周期片断内进行的。控制处理器(520)识别出一个扩频因子小于系统的最长扩频因子的未被占用的码。解扩器(512)基于未被占用的码来测量符号能量，噪声估计器(512)基于测得出的符号能量来产生噪声估计。用户站是用类似的技术，以在最长扩频因子码的一个符号周期片断的周期内完成信道估计。
文档编号H04L25/02GK1732628SQ200380107321
公开日2006年2月8日 申请日期2003年11月5日 优先权日2002年11月6日
发明者D-s·希夫, D·P·马利亚达, S·巴施雅姆 申请人:高通股份有限公司