专利名称：多模式接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于处理接收信号的接收机，所述接收机是多模式的。本发明还涉及一种用于以任何模式接收信号的相关方法。
这种接收机可以具体用于任何多模式的终端，诸如使用多模式标准如GSM和W-CDMA(UMTS)的移动电话。
背景技术：
多模式终端包括允许管理接收信号的接收机，无论此信号的标准是什么。
当今，从RF的观点来看，通过终端使用与目标标准同样多的RF芯片组来实现在终端中形成的多模式接收机。最新的三频移动电话GSM/DCS/PCS还包括蓝牙标准和FM无线电接收，用三个分离的芯片组来实现，每个标准对应一个芯片，如在它们的RF51176接收机的RFMDUMTS/DCS/GSM芯片组文档中所描述的那样。
在这种结构中，可以理解终端管理的标准越多，芯片组增加的数目越多，这导致功率消耗增加、元件增加、以至于巨大的成本和复杂的结构。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种克服现有技术缺陷、用于接收信号的接收机和方法。
为此，依照本发明的第一目的，该接收机包括-单个RF芯片，用于处理任何模式的接收信号，所述芯片包括扩展接收信号和将其下变频到基带的扩展部分和用于对接收信号进行DC偏移抑制的信道滤波部分，以及-包括去扩展装置的单个基带芯片，用于去扩展扩展信号。
此外，依照本发明的第二目的，用于接收信号的方法包括以下步骤-扩展接收信号并将其下变频到基带，
-抑制接收信号上的DC偏移，-去扩展扩展信号。
正如下面我们将详细看到的，这种接收机可以只具有一块芯片，即一个接收电路用于所有标准，这些标准用于诸如GSM或者W-CDMA的传输，其中W-CDMA还因为扩展了接收信号被称作UMTS。
在本发明优选的非限定性实施例中，接收机的特征在于，扩展部分适于产生扩频振荡器和扩展序列，以便扩展接收信号的带宽。
在本发明优选的非限定性实施例中，接收机的特征在于，扩展部分还包括用于所有模式的唯一的抑制装置，用于抑制相关联的接收信号上的相邻载波频率。
在本发明优选的非限定性实施例中，接收机的特征在于信道滤波部分对所有模式都通用。
在本发明优选的非限定性实施例中，接收机的特征在于信道滤波部分包括-用于每个模式的低噪放大器和相关联的混频器块，和-唯一的第一抑制装置，用于抑制在任何模式的扩展接收信号上的DC偏移。
在本发明优选的非限定性实施例中，接收机的特征在于，信道滤波部分还包括加法装置，用于重新定向从低噪放大器和关联的混频器块到第一抑制装置的扩展接收信号。
在本发明优选的非限定性实施例中，接收机的特征在于基带芯片还包括-信道滤波器系数组，其具有用于每个模式的关联的滤波器，用于抑制在相关联的扩展接收信号上的相邻载波频率，-匹配滤波器，用于在对应的去扩展序列上产生相同的扩展信号失真。
在本发明优选的非限定性实施例中，接收机的特征在于去扩展装置包括-单个乘法器，-具有累计和转储(integration and dump)装置的单个相关器。
在本发明优选的非限定性实施例中，接收机的特征在于，基带芯片还包括同步装置，用于将扩展信号与对应的去扩展序列同步。
在本发明优选的非限定性实施例中，方法的特征在于还包括产生扩频振荡器和扩展序列的步骤，以便扩展接收信号的带宽。
当阅读以下详细说明以及当参考附图时，本发明另外的目的、特征和优势将变得现而易见，其中-图1是依照本发明的接收机的略图，-图2举例说明图1接收机的信道滤波部分的结构，-图3举例说明图1接收机中序列发生器部分的结构，-图4举例说明图1接收机的基带接口的结构，-图5举例说明由图1接收机接收的GSM类似信号和一个相邻载波的示意图，-图6举例说明在图1接收机中另一个抑制装置之后的扩展序列频谱，-图7举例说明集中在图1接收机中频率F0的扩频本机振荡器的频谱。
-图8举例说明初始接收信号和在下变频之后图1接收机中扩展装置输出的信号频谱，-图9举例说明在频域中由应用在图1接收机GSM信号上的某个第一DC偏移抑制装置输出的信号，以及-图10显示在图1接收机输出端恢复的GSM信号。
对应的参考数字将始终用于说明书中对应的元件。
具体实施例方式
在下文的说明中，不再详细描述本领域普通技术人员公知的功能或者结构，因为它们将在不必要的细节上模糊本发明。
本发明涉及用于处理接收信号的接收机REC。
所述接收机REC具体用于通信系统，更具体而言，用于诸如移动电话的用户设备。接收机包括允许多模式接收的接收电路RX_CHAIN，即例如对来自UMTS基站或者GSM基站的信号的接收，并且具体用在压缩模式的操作中。在压缩模式操作中，接收机不必同时“收听”(即同步，解调和下变频)例如两个不同模式GSM和UMTS的两个不同信号。
这种接收机REC在图1中举例说明。
接收机REC包括-单个RF芯片，用于处理任何模式的接收信号SEQ，所述芯片包括用于扩展接收信号SEQ的扩展部分SPREAD_SEC和用于在接收信号SEQ上进行DC偏移抑制的信道滤波部分CH_SEC，-单个基带芯片BB_INT。
信道滤波部分CH_SEC在图2中举例说明。
它包括-与目标标准一样多的低噪放大器LNA和相关联的混频器M1 & M2块，-第一抑制装置HPF1，用于抑制扩展信号上的DC偏移，所述第一抑制装置是高通滤波器并对所有目标标准唯一，以及-用于所有目标标准的唯一增益控制器放大器AGC。
信道滤波部分CH_SEC还包括加法器ADD，用于相加来自放大器-混频器块的所有接收信号SEQ，然后输出定向在第一抑制装置HPF1上的结果。
扩展部分SPREAD_SEC在图3中举例说明。
它包括-序列发生器PN_SEQ_GEN，用于提供与除模式UMTS模式外的每个接收信号的目标模式相关联的扩展序列PN，-与每个目标模式相关联的本机振荡器LO，其扩展频谱用于同PN序列一起来扩展接收信号SEQ的带宽，-与每个目标模式相关联的RF希格码德尔塔合成器RF_SIGMA_DELTA，所述合成器用于管理产生每个模式的本机振荡器LO的电压控制器，-芯片速率时钟CHIP_RATE_CLK，-晶振(CRISTAL)，-3线总线(BUS)，用于编程合成器RF_SIGMA_DELTA，-一串多路复用器，用于将正确的扩展序列PN定向在信道部分CH_SEC和/或基带芯片BB_INT上。
扩展部分SPREAD_SEC还包括另一抑制装置LPF3，用于抑制接收信号SEQ的相邻载波频率，所述另一装置是低通滤波器。
基带芯片BB在图4举例说明。
它包括-唯一的模-数转换器ADC，-去扩展装置DSPR，用于去扩展在除UMTS模式外的任何目标模式的扩展信号，-具有关联滤波器BB_LPF的信道滤波器系数组FIR，与每个目标模式相关联并用于抑制相邻载波频率，-一串多路复用器，用于选择将被定向在延迟线DELAY上的正确的去扩展序列PN并用于选择正确的信道滤波器系数组FIR。
去扩展装置DSPR包括-唯一的数字乘法器M，-具有唯一的累计和转储装置I & D的相关器。
基带芯片BB_INT还包括-同步装置SYNC，包括产生滑动时钟(sliding clock)S_CLK的延迟线DELAY和阈值TH，以及-PN序列匹配数字滤波器IIR。
在以下的说明中，将用GSM信号、UMTS信号和蓝牙信号作为实例。
当经由用户设备即移动电话的天线从基站接收信号SEQ时，所述信号以某个无线电载波频率被接收，并且对于GSM标准具有270kHz的3dB带宽，或者对于UMTS标准具有5MHz左右的3dB带宽。信号SEQ在移动电话中，经由接收机REC被第一次处理。更具体而言，在所述接收机REC中，必须将此射频转换到基带频率(0Hz)，以便能解调该信号，使得该信号可以被移动电话的某些其它元件进一步处理，例如扬声器。
在图5中举例说明频域的GSM信号。所述信号SEQ集中在GSM载波中心频率F0。经常存在一些相邻载波频率，这可以恶化对所需GSM载波频率的接收。也举例说明了这种相邻载波频率的中心频率F1。在两个中心F0与F1之间的差值ΔF处于GSM频带(例如900MHz频带)范围之内。
接收机REC如下处理接收信号SEQ。
如上所述，接收机REC是多模式的。按照在图2中举例说明的建议实例，第一块LNA1-混频器M1 & M2被指定匹配GSM的频带要求，即FB1＝900MHz，而第二块LNA2-混频器M1 & M2被调谐到匹配UMTS(FDD-WCDMA)频带，即FB2＝2110-2170MHz，诸如此类直到第N块LNA N-混频器。所述放大器LNA允许降低接收机REC内的对应接收信号SEQ的噪声。
在第一步骤1)，如果接收信号SEQ还没有扩展，例如GSM或者蓝牙接收信号，则通过扩展部分SPREAD_SEC和信道滤波器部分CH_SEC，实现用对应的扩展序列PN扩展所述接收信号SEQ的载波频谱。该扩展在于通过所述信号SEQ的数据位乘以扩频LO，来扩展信号SEQ的载波频率的带宽。如图3所示，经由模拟乘法器M0用对应的扩展序列PN扩展连续波本机振荡器LO，能产生相关联的扩频本机振荡器LO。PN序列的频谱是无限的，且对于GSM标准，具有3,84MHz的截止频率，对于蓝牙标准，具有1MHz的截止频率。
可以发现，本机振荡器仅在接收窄带载波的情况下扩展。
因此，由于载波已经是扩频信号，2-宽带CDMA载波即UMTS接收信号的接收更简单。可以在图3中看到对这种信号没有实现扩展，且本机振荡器LO2是简单的正弦波，如同传统RF接收机电路中所用的那样(乘法器M0不与本机振荡器LO2相关联)。
注意，序列发生器PN_SEQ_GEN经由时钟CHIP-RATE-CLK产生频率FN为3.84MChip/sec的除UMTS模式外的任何模式的对应扩展序列PN。所述时钟允许有所需频率FN的整数倍。
但是，为了稍后的解调处理，所述序列发生器PN_SEQ_GEN过采样(oversample)其输出信号到4个，这具有的效果是具有15.36MHz的频率。
根据接收信号SEQ，扩展装置SPREAD_SEC中的一串多路复用器将正确的扩展序列PN定向在信道部分CH_SEC和基带芯片BB_INT上。扩展序列PN可以是本领域技术人员众所周知的Gold或者Kasami代码系列或者任何其它的类型，例如沃尔什码。有利地，与不同目标模式的不同接收信号关联的不同扩展序列PN是正交的。
可以发现，通常当如上所述扩展接收信号SEQ时，还扩展远处的相邻载波频率，例如是GSM标准的情况时，总操作频率是900MHz。
在这种情况下，这种相邻信号的能量很重要并能够妨碍说明书中稍后描述的去扩展处理。因此，必须除去这些远处的相邻信号。
为此，在如图3中所示的优选实施例中，射频RF芯片包括另一抑制装置LPF3，该抑制装置是低通滤波器，其滚降因数a为0.22，被设置在这组序列产生器PN_SEQ_GEN的输出端。此滤波器LPF3允许抑制接收信号SEQ的相邻载波频率，特别是那些远离所需载波频率F0的频率。然后，这种接收信号SEQ现在展现一个如图6所示的除UMTS之外任何模式的，占用3dB带宽、等于2.3MHz的根升余弦RRC频谱。所占用的带宽等于FDD-WCDMA载波(UMTS信号)的带宽。
当之前描述的另一抑制装置LPF3被配置为全通滤波器时，可以从图7看到在乘法器M0输出端的LO1-LON(除LO2之外)的频谱。换言之，被注入到乘法器M0的扩展序列PN是正方形波形。频谱集中在频率F0，此为与对应的接收信号SEQ其中一个相同的频率。现在可以理解，通过将集中在F0的接收信号SEQ乘以集中在F0的频谱本机振荡器LO1-LON，获得集中在FCB＝F0-F0＝OHz和集中在FCH＝F0+F0的输出信号SEQ。第二频率FCH大约为4GHz，并且稍后将经由RF芯片的放大器和低通滤波器滤波，因为这些部件通常不接受高于10MHz的频率。
因此，在图2中对应正交混频器M1和M2的输出端，任何模式的扩展信号SEQ占用频域中3.84Mchip/s的扩展序列PN的带宽。
在图8中可以看到扩展GSM信号。从虚线上可以看到初始接收信号SEQ的频谱实例。在GSM实例中，信号SEQ此时展现一个以3.84MHz定时的典型正方形波信号的频谱占用，即具有N*3.84MHz的零交叉的sin(x)/x幅度包络，N为一个整数。因此，主载波频率F0被下变频到基带，即集中在0Hz周围。
因此，在混频器M1 & M2用PN扩展序列通过相乘来执行除UMTS信号之外的接收信号SEQ的扩展，并经由扩频本机振荡器LO或者用于UMTS模式的正常-频谱本机振荡器LO2的乘法，将所有模式下变频到基带。
注意，存在一个26Mhz的外部晶振CRISTAL，它被用作希格码德尔塔合成器RF_SIGMA_DELTA的时钟参照，所述合成器用于锁相电压控制器VCO，该电压控制器VCO产生至LON的余弦波本机振荡器LO1，并且所述合成器通过3线总线BUS编程。芯片速率时钟CHIP_RATE_CLK也被锁相到外部晶振，因此确保整个电路IC的相位一致。此芯片速率时钟产生以4*芯片速率运行的时钟CLK。然后此时钟被馈送给基带芯片BB_INT，在此被模-数转换器ADC用于采样输入波形I & Q，并计时将在说明书中随后描述的所有其它数字块。
还应注意，接收信号SEQ经由两个正交混频器M1和M2被分成两个分量I和Q，这是本领域技术人员众所周知的，而且下列所有步骤将在两个部件上并行完成。但是为了简单化，将用术语信号SEQ代替I和Q分量。
注意，在非限定性实施例中，如果所述LNA-混频器不是线性的，即由于一些寄生震荡信号，LNA-混频器还产生一些DC-偏移，则可以向每组LNA-混频器M1-M2添加一个任选的RF SAW滤波器。此SAW滤波器不能被集成在RF芯片中。
然而，尽管接收信号SEQ已经下变频到基带并被扩展，但仍然存在一些DC偏移，因此，执行DC抑制如下。
可以注意到，在下变频之后，因为现在任何载波都占用相同的带宽，即3.84Mchip/sec，所以接收器电路RX_CHAIN的其余部分对于所有电信标准是通用的。这样，与具有几个并联的接收电路相反，通过确保仅一个信道滤波部分CH_SEC被再次使用来接收任何移动远程通信标准，依照本发明的接收机节省了成本和复杂性。
在抑制DC偏移之前，在第二步骤2)，经由固定增益放大器AGCF减少信号SEQ的每个分量I & Q的噪声系数。所述增益放大器AGCF允许适应乘法器M1 & M2与随后的加法器ADD1 & ADD2之间的阻抗。
在第三步骤3)，经由加法器ADD1 & ADD2执行所有扩展接收信号的求和。理论上，第一加法器ADD1将所有接收信号SEQ的I分量加在一起，而第二加法器ADD2将所有接收信号SEQ的Q分量加在一起。
实际上，因为处于压缩方式的操作，所以加法器ADD1 & ADD2具有与多路复用器相同的功能，该多路复用器将IS和QS分量定向在随后级LPF1-AGC和HPF1上。
在第四步骤4)，经由简单的DC补偿回路实现抑制在所述扩展载波频率频谱上保持的DC偏移，DC补偿回路作用就象可编程高通截止频率的二阶高通滤波器。此高通滤波器HPF1(对信号SEQS的每个分量IS和QS用一个HPF)与信道滤波器LPF1串联，信道滤波器LPF1在该应用中仅用于移除尽管使用了灵敏的低通滤波器LPF 3但仍然会出现的任何支线或者邻近的载波频率。信道滤波器LPF1可以是5阶Legende低通滤波器，并具有2.2MHz的3dB截止频率。
注意，DC偏移有两个主要起因。第一个是在本机振荡器LO与由前端的LO或者RF渗漏引起的RF载波频率的自混合之间的自混合通过混合LO与其本身以及混合RF信号与其本身产生DC。这是因为在RF IC中固有的LO和RF端口之间有限数量的隔离。
第二个原因是由于接收机的二阶内部调制性能，在基带产生不合需要的频谱成分以及强的DC分量。具体原因在于接收机的混频器不是线性的，且引入了通称IIP2现象的二阶相交点。
此现象诱发DC波动。在DC偏移改变时，所述DC偏移将在接收机的增益放大器AGC之后被放大。这意味着ADC转换器对接收信号进行消波，这是一个大麻烦，因为初始接收信号SEQ没有被正确地恢复。
在图9中举例说明DC偏移抑制之后任何模式的所述信号SEQ的新频谱。正如可见的，DC偏移已经被滤波。现在，低频截止是20kHz，而高频截止是2.25MHz。
注意，低频截止以及高频截止都可通过编程调节。事实上，合成的3dB带宽可以根据在RF芯片上实现的模拟滤波器HPF1的截止频率，从1.9到2.2MHz变化。
因此，这种DC偏移抑制有容易实现的优势。不需要复杂的元件。此外，与有多少目标模式就需要多少DC补偿回路的技术现状相反，对于所有目标回路，仅需要一个DC补偿回路。
注意，与普通的DC偏移回路补偿相反，扩展部分SPREAD_SEC具有允许在DC偏移抑制之后良好再现接收信号的优势。实际上，例如在GSM模式，如果在具有135KHz低带宽的GSM信号上施加DC偏移回路补偿(有电阻和电容器的简单滤波器)，则发布远离接收信号的失真信号。这是由于DC偏移回路补偿的20kHz截止频率，此频率对于GSM带宽过高。实际上，如果对130kHz带宽的信号施加20kHz的截止频率，则意味着破坏所述信号，而如果对2200kHz带宽的信号施加20kHz截止频率，其影响是可以忽略的。
注意，仅仅在信道滤波器LPF1的后面，才控制信号SEQ的功率。所述控制允许无论所述信号SEQ的功率是什么都保持信号SEQ的功率为常数，这需要另一模-数转换器ADC元件。因此，当信号功率降低时，例如当移动电话远离基站时，经由唯一的放大器增益控制器AGC(事实上对每个IS & QS分量用一个AGC)再次增加功率，反之亦然。
注意，在优选的非限定性实施例中，对于扩展信号SEQS的每个分量IS和QS，存在抑制装置HPF1和具有关联增益控制放大器AGC的低通滤波器LPF1的两个串联。其给出了对DC偏移的更好的滤波。
在第五步骤5)，只要已经经由HPF1装置抑制DC偏移，便执行ADC采样。扩展信号SEQ的I和Q-分量需要一个适当的模-数转换器ADC来采样任何模式的2.2MHz宽(3dB带宽)的模拟信号SEQ。用4倍芯片速率的时钟执行采样。
注意，因为所有波形实际上相似，所以对所有目标模式仅有单个模-数转换器ADC(实际上对每个I & Q分量用一个ADC)，即占用3.84MHz的扩频信号被滤波器LPF3和信道滤波器部分的滤波器HPF1以及LPF1滤波。
在第六步骤6)，在ADC采样之后，去扩展扩展信号SEQ，以便恢复初始接收信号SEQ。借助于去扩展装置DSPR，在图4的基带芯片BB_INT中实现去扩展。
如上所述的扩展部分SPREAD_SEC可以发送所用的去扩展序列PN。因为输入信号不再是二进制流而是模拟波形，所以必须通过基带芯片BB_INT经由附加的模-数变换器ADC_PN获得这些序列PN。
注意，在非限定性的实施例中，为了确保在去扩展部分的序列PN的最佳匹配，用于在RF芯片内进行扩展的PN代码可以被低通滤波器级滤波，该低通滤波器级与在信道滤波部分所用滤波器相同。
去扩展处理在于测量扩展信号SEQ与去扩展序列PN之间的相似性。去扩展装置DSPR的相关器允许这种测量。通过信号与序列相乘、对规定时间窗上的结果求和(累计)来执行测量，在此时间窗是比特周期。在产生例如-1，+1乘法结果的数据判定之后进行求和。
注意，如图4所示，去扩展序列PN被分离并应用于针对信号SEQ的每个I & Q分量的乘法器。
应当注意，当从扩展部分向去扩展部分传送扩展信号SEQ时，存在扩展信号SEQ的时间传播，所述时间传播从RF芯片到基带芯片都不同，通常取决于在两个部分之间使用的部件，尤其取决于低通滤波器。
因此，为了改进相关处理并考虑到时间传播或者延迟，在优选实施例中，经由同步装置SYNC执行去扩展序列PN与扩展信号SEQ之间的同步。
同步装置SYNC包括在15,36MHz产生滑动时钟S_CLK的数字延迟线DELAY和阈值TH。通过以4*码片速率计时的数字延迟线DELAY经由时钟S_CLK馈送给扩展序列PN，这导致1/4个码片的延迟分辨率。去扩展序列PN因此能按照1/4个码片步进(chipsteps)进行移位。应用移位即被增量了1/4个码片的去扩展序列PN相位，直到去扩展序列PN与扩展信号SEQ同步或时间-对准或同相，即，获得最佳相关峰值。移位的最大数等于去扩展序列PN的长度LGH。
当达到这种同步时，停止滑动时钟S_CLK。不需要其它用于同步的跟踪回路。
按照详述的方式，在每个1/4码片移位，经由累计和转储装置I & D执行相关处理，以在基带重构接收信号SEQ。
在转储期间，检查在去扩展序列PN的每个码片与扩展序列SEQ对应码片之间的乘法结果。
然后，通过累计与转储装置I & D对数据判定结果执行累计。如果累计大于阈值TH，例如大于4，则信号SEQ和去扩展序列PN被看作同步，并获得最佳峰值相关PEAK。结果值是+1。
如果没有获得最佳相关峰值(结果值是-1)，序列PN则被移位1/4个码片，再次执行如上所述的相关处理等等，直到获得最佳峰值。
注意，如图4所示，仅在延迟线DELAY之后便通过匹配滤波器IIR馈送去扩展序列PN。通过这样做，去扩展序列PN正好经历与扩展信号SEQ相同数量的幅度和相位失真，扩展信号和去扩展序列需要具有有良好的匹配。因此，因为经调制的码片和去扩展序列在时域和频域上看起来都相同，所以相关结果是最佳的并确保最佳的信噪比SNR。
注意，对于UMTS信号，在基带芯片BB_INT中未进行去扩展。实际上，在传统UMTS接收机芯片中稍后会进行这种去扩展。
可以发现，上述的同步优势在于具有扩展信号SEQ众所周知的时间传播或延迟，以及因为信号路径包含通过RF芯片的AGC放大器与RF芯片中低通滤波器的串连以及基带芯片的电传输线路，所以不大可能在时间方面变化。因此，如上所述依照本发明的接收机结构与在基站中具有扩展部分和在移动电话中具有去扩展部分的解决方案相比，具有明显的优势，因此，只要时间-对准，如前所述，则不需要附加的定时调整和跟踪回路来保持与一些被称为DSSS系统的传统无线收发信机相反的去扩展序列PN的对准，其中这种跟踪回路是必需的，由于以太网的特性，通过该特性传送然后接收接收信号SEQ的载波多径衰落、屏蔽及其他传播效应不但有助于稳定地翻转载波相位而且有助于可变的传播延迟。
由于在依照本发明的接收机中不需要跟踪回路(只要达到正确的定时，定时延迟不会由于在扩展部分和去扩展部分之间传输线的特性而变化)，所以这大大简化了去扩展部分，并导致两种可能的去扩展实施。第一种是如上所述的在基带芯片BB_INT内进行数字去扩展，而第二种是在RF芯片中进行模拟去扩展。在后一种情况中，经由累计和转储装置I & D抑制信号SEQ的相邻载波频率，并且去扩展装置必须在滤波器IIR的输出端包括增益放大器，以便用从混合器M1和M2接收的信号功率调节去扩展序列PN的幅度。为此，在接收信号SEQ分量I和Q的每个分支中，自动控制回路恰好在放大器AGC1之后，用于检测接收信号SEQ的功率。
在第七步骤7)在相关处理之后，经由与每个目标模式相关联的用于抑制相邻载波频率的信道系数组FIR实现进一步抑制，相邻载波频率应当保持在去扩展信号SEQ频谱上且接近载波频率F0。根据被处理信号SEQ的模式，一串多路复用器向关联的低通滤波器BB_LPF应用正确的系数。对于GSM模式，系数是截止频率130kHz，而对于蓝牙模式，系数是截止频率300kHz，对于UMTS模式，截止频率是3.84MHz，滚降因数是α＝0.22(存在22％的带宽损失)。
最后，对于GSM信号，去扩展结果是接收信号SEQ的带宽已经从3.84Mchip/sec压缩到135kHz。因此，在相关处理之后，如图10所示，初始接收信号SEQ被恢复为GSM信号。
最后，在滤波器的输出端BB_LPF，对于接收机电路RX_CHAIN的其余部分，合成的I & Q分量因此能被忽略，以便具体实现-经由解调装置DEMOD解调由此获得的信号SEQ，所述解调允许移动用户在例如耳机中收听消息，以及-对于UMTS信号，经由传统的UMTS接收机芯片UMTS_CHIP去扰和去扩展。
因此，依照本发明的接收机具有通过使用被用于宽带信号的技术来分析窄带信号上的DC偏移回路补偿问题的优势，得到了低功耗的简单解决方案。
此外，依照本发明的接收机最小化RF块的复制并允许多模式接收被归并到单个芯片中而没有复杂的部件。
应理解本发明不局限于上述的实施例，并且在附加的权利要求中，限定了可以不脱离本发明的精神和范围而进行的变化和修改。从该方面来看，提出了下面的结束备注。
应理解本发明还可以应用于任何需要抑制DC偏移的多模式接收机。
应理解依照本发明的方法不局限于上述的实施例。
假如单个硬件或软件内容可以执行几个功能，则借助于硬件或软件，或两者的细项，存在实现依照本发明的方法的各种功能的多种方式。不排除硬件或软件或两者的细项组合执行一项功能，因此可以形成单一的功能，而不用修改依照本发明的用于处理信号的方法。
可以用几种方式实现所述硬件或软件的细项，诸如分别借助于连线的电子电路或借助于适合编程的集成电路。
在下面权利要求中的任何参考符号不应被理解为限制该权利要求。显而易见的是，使用动词“包括”及其变化形式，不排除存在除在任何权利要求中限定的步骤或者元件之外的任何其他步骤或者元件。在元件或步骤之前的冠词“一个”不排除存在多个这种元件或步骤。
权利要求
1.用于处理接收信号(SEQ)的接收机，所述接收机是多模式的，其特征在于包括-单个RF芯片，用于处理任何模式的接收信号(SEQ)，所述芯片包括用于扩展接收信号(SEQ)并将其下变频到基带的扩展部分(SPREAD_SEC)和用于对接收信号(SEQ)进行DC偏移抑制的信道滤波部分(CH_SEC)，以及-包括去扩展装置(DSPR)的单个基带芯片(BB)，用于去扩展扩展信号(SEQ)。
2.如权利要求1所述的用于处理接收信号(SEQ)的接收机，其特征在于，扩展部分(SPREAD_SEC)适于产生扩展频谱振荡器(LO)和扩展序列(PN)，以便扩展接收信号(SEQ)的带宽。
3.如权利要求1所述的用于处理接收信号(SEQ)的接收机，其特征在于，扩展部分(SPREAD_SEC)还包括用于所有模式的唯一抑制装置(LPF3)，用于抑制相关联的接收信号(SEQ)的相邻载波频率。
4.如权利要求1所述的用于处理接收信号(SEQ)的接收机，其特征在于，信道滤波部分(CH_SEC)对所有模式都通用。
5.如权利要求1所述的用于处理接收信号(SEQ)的接收机，其特征在于信道滤波部分(CH_SEC)包括-用于每种模式的低噪放大器(LNA)和相关联的混合器(M1&M2)块，-唯一的第一抑制装置(HPF1)，用于抑制任何模式的扩展接收信号(SEQ)上的DC偏移。
6.如权利要求5所述的用于处理接收信号(SEQ)的接收机，其特征在于，信道滤波部分(CH_SEC)还包括加法装置(ADD1，ADD2)，用于重新定向从低噪放大器(LNA)和关联的混合器(M1&M2)块到第一抑制装置(HPF1)的扩展接收信号(SEQ)。
7.如权利要求1所述的用于处理接收信号(SEQ)的接收机，其特征在于基带芯片(BB_INT)还包括-信道滤波系数组(FIR)，其具有用于每种模式的关联滤波器(BB_LPF)，用于抑制在相关联的扩展接收信号(SEQ)上的相邻载波频率，-匹配滤波器(IIR)，用于在对应的去扩展序列(PN)上产生相同的扩展信号(SEQ)失真。
8.如权利要求1所述的用于处理接收信号(SEQ)的接收机，其特征在于去扩展装置(DSPR)包括-单个乘法器(M)，和-具有累计和转储装置(I&D)的单个相关器。
9.如权利要求1所述的用于处理接收信号(SEQ)的接收机，其特征在于，基带芯片(BB_INT)还包括同步装置(SYNC)，用于将扩展信号(SEQ)和对应的去扩展序列(PN)同步。
10.一种用于接收任何模式的信号(SEQ)的方法，其特征在于包括下列下步骤-扩展接收信号(SEQ)并将其下变频到基带，-抑制接收信号(SEQ)上的DC偏移，-去扩展扩展信号(SEQ)。
11.如权利要求10所述的用于接收信号(SEQ)的方法，其特征在于还包括产生扩展频谱振荡器(LO)和扩展序列(PN)的步骤，以便扩展接收信号(SEQ)的带宽。
12.包括如权利要求1至9中任何一个所述的接收机的移动电话。
全文摘要
本发明涉及一种用于处理接收信号(SEQ)的接收机，所述接收机是多模式的。本发明特征在于其包括a)单个RF芯片，用于处理任何模式的接收信号(SEQ)，所述芯片包括用于扩展接收信号(SEQ)并将其下变频到基带的扩展部分(SPREAD SEC)和用于对接收信号(SEQ)进行DC偏移抑制的信道滤波部分(CH SEC)；以及b)包括去扩展装置(DSPR)的单个基带芯片(BB)，用于去扩展扩展信号(SEQ)。
文档编号H04B1/707GK1732633SQ200380107922
公开日2006年2月8日 申请日期2003年12月11日 优先权日2002年12月30日
发明者D·布鲁内, L·诺伊 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司