专利名称：Cdma移动通信系统中消除通信信号自生干扰的方法
技术领域：
本发明涉及一种改善时分双工(TDD)移动通信系统通信质量的方法，更具体地说涉及一种消除时分双工(TDD)系统，特别是TD-SCDMA系统中由下行导频时隙信号被反射所引起的对上行导频时隙信号的干扰的方法。
背景技术：
TD-SCDMA移动通信系统中的帧结构与GSM的相兼容，它们都利用训练序列(midamble)来做脉冲检测。每个无线子帧的持续时间为5ms，由7个持续时间为675μs的业务时隙和3个特殊的时隙组成。这三个时隙为下行导频时隙(DwPTS)、保护间隔(GP)和上行导频时隙(UpPTS)。典型的TDD系统的上行信号和下行信号都是通过一个载波进行传输的。也就是说，所涉及的设备(如移动无线系统中的基站和移动台)必须在接收和发送之间进行切换。比如说，基站只能在传送完下行信号后，才能去接收上行信号。
由于无线电波会被周围环境所反射，因此会发生这样的情况，即当一个下行信号被反射并且经过较大的传播延迟时，返回到当时正在接收上行信号的发射基站的天线，造成对上行信号的干扰。现场试验的结果显示，基站接收到的上行导频时隙(UpPTS)的信号确实受到基站发射的下行导频时隙(DwPTS)信号经反射后的多个反射信号的严重干扰。在接收机中，这种被反射下行信号会大大降低接收机的性能，甚至阻塞上行信号的通信。
目前，人们正考虑把诸如被第三代移动通信专家委员会(3GPP)确定为标准的高码片传播速率的TDD(HCR TDD)和欧洲数字无绳电话/增强型数字无绳电话(DECT)之类的时分双工系统用于室内环境和微小区。这种方案的基站高度比较低，其覆盖范围也相对较小，故其信号延迟(信号从传向反射物并且反射回发射基站的传播时间)也很小。因此，对这样的系统而言，这种下行信号的反射对上行信号的干扰效应小到实际上是可以忽略的，系统不需对它进行特别处理。当然，当所涉及的微小区相对较大时，有时也可能存在这种下行信号的反射干扰问题。
而对TD-SCDMA系统而言，情况就不同了。TD-SCDMA(时分复用同步码分多址)已被中国无线通信标准委员会(CWTS)、国际电联(ITU)和第三次移动通信专家委员会(3GPP)中被确定为标准。该标准与其它TDD系统不同的是，它不但适用于微小区，而且被认为特别适合于宏小区，并且人们正在按此方向对该系统进行研发。如果TD-SCDMA系统用于范围非常大的小区，上述下行信号的反射对上行信号的干扰效应就会相对较强，下行信号在这些小区就会出现较大的延迟。
对TD-SCDMA系统的详细描述可见于下列已公开的TD-SCDMA规范，如下面所引述的CWTS规范TSM 01.01 V3.0.0TSM说明书第3版(TSM Release 3 Specifications)，TSM 01.04 V3.0.0缩写词(Abbreviations and Acronyms)，TSM 03.20 V3.1.0与安全有关的网络功能(Security-related Network Functions)，TSM 03.22 V3.0.0与用户设备在空闲模式和群接收模式有关的功能(Functionsrelated to User Equipment(UE)in idle mode and group receive mode)，TSM 03.60 V3.0.0TD-SCDMA无线分组服务(TD-PRS)；服务描述；第2阶段(TD-SCDMAPacket Radio Service(TD-PRS)；Service description；Stage 2)，TSM 03.64 V3.0.0TD-SCDMA无线分组服务(TD-PRS)；TD-PRS空中接口综述(TD-SCDMAPacket Radio Service(TD-PRS)；Overall description of the TD-PRS radio interface)，TSM 04.03 V3.0.0用户设备与基站接口信道结构和接入能力(User Equipment-BaseStation System(UE-BSS)interface Channel Structures and Access Capabilities)，TSM 04.04 V3.1.0第一层总体要求(Layer 1-General Requirements)，TSM 04.05 V3.1.0数据链接层总体要求(Data Link(DL)Layer General Aspects)，TSM 04.06 V3.0.0用户设备与基站系统的接口数据链接层规范(User Equipment-Base Station System(UE-BSS)Interface；Data Link(DL)Layer Specification)，TSM 04.08 V3.1.0空中接口第三层规范；第一部分无线资源管理(Mobile radiointerface layer 3 specification；Part 1Radio Resource Management)，TSM 04.11 V3.0.0空中接口对点与点短信息的支持(Point-to-Point(PP)ShortMessage Service(SMS)Support on Mobile Radio Interface)，TSM 04.12 V3.0.0空中接口对短信息小区广播的支持(Short Message Service CellBroadcast(SMSCB)Support on the Mobile Radio Interface)，TSM 04.60 V3.1.0TD-SCDMA无线分组无线服务；用户设备一基站系统接口；无线链路控制/介质接入控制协议(TD-SCDMA Packet Radio Service(TD-PRS)；User Equipment(UE)-Base Station System(BSS)interface；Radio Link Control/Medium Access Contro](RLC/MAC)protocol)，TSM 05.02 V3.1.0无线信号的时分复用和多址接入(Multiplexing and MultipleAccess on the Radio Path)，TSM 05.03 V3.1.0信道编码(Channel coding)，TSM 05.04 V3.0.0扩频和调制(Spreading and Modulation)，TSM 05.05 V3.1.0无线传输和接收(Radio Transmission and Reception)，TSM 05.08 V3.1.0无线子系统链路控制(Radio Subsystem Link Control)，TSM 05.10 V3.1.0无线子系统同步(Radio subsystem synchronization)，TSM 06.41 V3.0.0半速率语音业务信道的非连续传输(Discontinuous Transmission(DTX)for Half Rate Speech Traffic Channels)，TSM 06.81 V3.0.0增强全速率语音业务信道的非连续传输(DiscontinuousTransmission(DTX)for enhanced full rate speech traffic channels)，TSM 11.10 V3.0.0用户设备一致性参数(User Equipment(UE)conformancespecification)，TSM 11.21 V3.1.0基站系统设备参数；无线方面(Base Station System(BSS)equipmentspecification；Radio aspects)。
图1示出了TDD自扰对TD-SCDMA系统的影响。标号(1)表示基站A，(2)表示基站B，(3)表示反射体。从图中可见，由于信号传播需要时间，下行信号TX与同一个基站所接收的信号RX在时间关系方面并不重合，最初的TX信号要经过一段时间后才能被同一个基站收到，另外当基站A接收到最后阶段的下行信号时，当时的那帧下行信号已经由基站发射完毕。在TD-SCDMA中，所有的基站都同步工作，不过在各基站彼此之间毕竟存在影响。当系统工作时，基站A发射出一个下行信号TX，该信号被反射并且随后被同一个基站接收(RX)。由于基站在此时仍然在继续发射信号，不能接收信号，所以阴影部分的信号部分不能被该基站接收(但信号仍然会到达该基站)。只有反射信号RX的非阴影部分才能随后被基站真正接收到。
由于TD-SCDMA网络通常都是同步的，因此基站A的TX信号的反射信号也可被基站B接收到，因此基站B也会受到影响。由于其距离和无线电传播状况，因此基站B所接收到的反射信号的幅度通常小于基站A处接收到的信号幅度。
一般地说，上述的反射过程涉及到不止一个反射体，这使得后续的信号处理工作变成异常复杂，需要合适的算法及强大的处理器才能完成信号的还原。
在TD-SCDMA中，只存在一处可能出现上述影响的上行信号(UL)到下行信号(DL)的转换，即出现在下行导频时隙(DwPTS)之后。图2示出了信号的时隙图及上行/下行的切换。
具体地说，图2示出了在一个TD-SCDMA系统中下行/上行切换点附近的时隙。当下行导频时隙之后，基站接收到上行导频时隙。该上行导频时隙在随机访问过程中被利用，并且根据发射移动台的同步偏移，可以紧随下行导频时隙到达该基站。上述效应会严重地影响上行导频时隙的接收，从而降低整个系统的性能。在这种情形下，失真主要来自下行导频时隙。反射信号是在TD-SCDMA系统的保护间隔GP内到达的。
这个问题在TD-SCDMA的主现场测试(master field trial)中表现出来。相应地，申请人在例如基站A和基站B处对这种干扰及其消除进行了测量和研究。
申请人在在先的中国专利申请CN03137277.5中公开了一种消除下行导频时隙信号对上行信号干扰的方法。该方法利用所发射的信号和所接收的信号，计算所接收信号的信道冲激响应，并通过识别并消除下行导频时隙信号的反射部分，从总接收信号中识别出上行导频时隙信号，达到消除下行信号干扰的目的。
不过，在总的干扰信号中，有两类干扰信号不能通过上述方法消除。一类是带有强的多普勒频率的干扰信号，另一类是由于硬件的制造精度不足所导致的信号误差。
发明内容本发明的一个目的在于消除CDMA移动通信系统中通信信号在被环境反射时所造成的、对随后的通信信号的干扰。
本发明的一个进一步的目的在于消除TDD(特别是TD-SCDMA)移动通信系统中带有强的多普勒频率的干扰信号以及由于设备硬件的制造精度不足所导致的信号误差，主要是消除那些干扰功率呈非均匀分布的干扰信号。
按照本发明的一个方面，本发明公开了一种在CDMA移动通信系统中消除接收信号干扰的方法，包括(1)接收一个通信信号，并用一个估计的信号与噪声干扰比值逐码片地对接收的通信信号的权重进行评估，赋予那些被严重干扰的接收信号以较小的权重；(2)对经步骤(1)处理后的、所接收的通信信号，用检测算法得到信道化码字，(3)将所接收的通信信号与所得的信道化码字进行相关，从线性的相关结果得到接收信号的信道冲激响应，(4)对上述信道冲激响应的结果进行后处理，得到当前有用的抽头的位置，(5)重构所接收的通信信号，(6)根据所接收的通信信号重构信道化码字，得到被噪声和干扰畸变的通信信号的叠加值，(7)采用遗忘因子的递归平均功率值，逐码片地计算噪声和干扰的平均功率，(8)采用新的递归平均运算结果，计算归一化的信号与噪声和干扰和之比；该比值可用于下一个循环的检测运算；(9)采用信号与噪声干扰比，获得每个码片的消除噪声和干扰之后的接收信号的功率值。一般来说，本发明的方法可用于对TD-SCDMA业务时隙信号、低码片速率(LCR)信号、高码片速率(HCR)信号和WCDMA时隙信号进行处理，对WCDMA和HCR TDD系统中初级和二级同步信道的检测，以及对CDMA系统中其它信号的检测。
根据本发明的一个进一步的方面，本发明公开了一种在时分双工移动通信系统中消除下行信号反射对上行接收信号干扰的方法，包括(1)进行上行信号检测，并用一个估计的信号与噪声干扰比值逐码片地对接收的上行信号的权重进行评估，赋予那些被严重干扰的信号以较小的权重；(2)用经步骤(1)处理后的、所接收的上行信号，用检测算法得到上行信道化码字，(3)将所接收的上行检测信号与已知的上行信道化码字进行相关，从线性的相关结果得到信号的信道冲激响应，(4)对上述信道冲激响应的结果进行后处理，得到当前有用的抽头的位置，(5)重构所接收的上行信号，
(6)根据所接收的上行信号重构上行信道化码字，得到噪声和反射的下行信号干扰的叠加值，(7)采用遗忘因子的递归平均功率值，逐码片地计算噪声和干扰的平均功率，(8)采用新的递归平均运算结果，计算归一化的信号与噪声和干扰和之比；该比值可用于下一个循环的检测运算；(9)采用信号与噪声干扰比，获得每个码片的消除噪声和干扰之后的上行信号功率值。
进一步地，根据本发明的又一个方面，本发明公开了一种在TD-SCDMA移动通信系统中消除下行导频时隙的反射对上行导频信号干扰的方法，包括(1)进行上行导频时隙信号检测，并用一个估计的信号与噪声干扰比值逐码片地对接收的上行导频时隙信号的权重进行评估，赋予那些被严重干扰的信号以较小的权重；(2)用经步骤(1)处理后的、所接收的上行导频时隙信号，用检测算法得到上行同步码字，(3)将所接收的上行检测信号与已知的上行同步码字进行相关，从线性的相关结果得到信号的信道冲激响应，(4)对上述信道冲激响应的结果进行后处理，得到当前有用的抽头的位置，(5)重构所接收的上行导频时隙信号，(6)根据所接收的上行导频时隙信号重构上行同步码字，得到被噪声和反射的下行导频时隙信号干扰的叠加值，(7)采用遗忘因子的递归平均功率值，逐码片地计算噪声和干扰的平均功率，(8)采用新的递归平均运算结果，计算归一化的信号与噪声和干扰和之比；该比值可用于下一个循环的检测运算；(9)采用信号与噪声干扰比，获得每个码片的消除噪声和干扰之后的上行导频时隙功率值。例如，在TD-SCDMA移动通信系统中，如上所述，下行导频时隙信号被反射时会对随后的上行导频时隙信号产生干扰。图3示出了上行导频信道接收信号中实际干扰的典型分布，从图中可见，这种分布在一个接收时段(码片)中呈衰减的分布模式。
图1示出了TDD系统中被反射的下行信号对基站在随后所接收的上行信号的干扰作用；图2示出了通信信号的时隙图以及上行/下行信号的切换；
图3给出了所接收的上行导频时隙信号的真实的干扰分布图形；图4给出了被反射的下行导频时隙信号的一个干扰分布模型；图5给出了采用Matlab软件对本发明方法的模拟结果；图6给出了对噪声和干扰的功率水平的估计结果。
具体实施方式
下面以消除下行导频时隙信号所产生的自生干扰的例子来进一步说明本发明的方法。按照本发明的一个方面，本发明通过估计信号与噪声干扰比(SNIR，即信号与噪声和干扰之和的比值)来评价每个码片的上行导频时隙信号，对受到强烈干扰的上行导频时隙信号进行处理，得到检测结果。在设备实现上，是用滤波器对噪声功率进行匹配，对平均干扰功率很强的那些码片赋与较低的权重，使之在处理后总的功率中居于一个较低的重要性，即居于一个较低的水平。用下式表示为Rx_sync1mod[ante][k]=Rx_sync1[ante][k]·SNIR[ante][k]]]>其中ante为天线数目，k为所接收信号的码片数目，Rx-syncl为对上行导频时隙中对上行同步码字序列进行检测时所接收码片的矢量，例如为用上述中国发明专利申请CN03137277.5中所述下行同步信道干扰。Rx-syncl mod是改善后的接收信号矢量，所代表的处理过程为对码片用噪声功率做自动匹配，所得到的最好的匹配值。SNIR为进行所述的最大比例匹配后所得的归一化的信号与噪声干扰之和之比。
可以采用通常的检测算法，通过采用Rx-syncl mod量实现对上行同步码字(SYNC1)的检测。下面着重介绍SNIR估计法。
利用目前的软件手段，在SYNC1检测数据信号处理器中进行有关的相关操作，得到8个检测SYNC1码的相关值Rx_cor_line[ante][j][k]以及相关功率值Rx_power_line[ante][j][k]。其中，Rx_cor_line为已知的SYNC1码与接收数据之间的线性卷积值，Rx_power_line为Rx_cor_line范数的平方。此处，[ante]的维度(dimension)表示如果系统采用8个天线，当该值为从1到8。[j]表示从1到8的8个SYNC1码。[k]表示线性卷积从1到384的不同的偏移值。
根据本发明的下一个步骤，根据Rx_corr_line[ante][j][k]的线性相关结果，得到有关的信道冲激响应。此处Rx_syncl为所接收的上行导频时隙信号，，syncl_code[j]为第j个已知的SYNC1码，H[ante][j]为相应于第j个已知的SYNC1码和第ante根天线的CIR值，Rx_corr_cyc[ante][j]为相应的循环相关值。在不考虑噪声和干扰的情况下，所接收的上行导频时隙信号和相关值可以用下式来表示Rx_sync1[ante]=Σmsyn1_code[m]⊗H[ante][m]...(1)]]>Rx_corr_cyc[ante][j]=IFFT(FFT*(sync1_code[j].*FFT(Rx_sync1mod[ante]))]]>=IFFT(FFT*(sync1_code[j]).*ΣmFFT(sync1_code[m]*FFT(H[ante][m]))]]>=H[ante][j]]]>按照上面的计算方法，根据有关的线性相关结果，可以很容易地得到所估计的信道冲激响应值H[ante][j]＝Rx_corr_line[ante][j][k] (3)对此结果进行后处理，目的在于找到真正有用的当前的抽头位置。我们把此结果表示为H[ante][j][k]。
此处的后处理采用的是通常的SYNC1检测算法。
后处理后，用下式重构上行同步时隙信号(k不为0)UpPTS_recon[ante][j][m+(k-128)]+＝(Hm_[ante][j][k])*syncl_code[j][m] (4)m＝1，2，…，128；在公式(4)中，syncl_code[j][m]表示第j个SYNC1码的第m个码片。
UpPTS_recon[ante][j][m+(k-128)]表示第ante根天线的第j个SYNC1码的第(m+(k-128))个码片。*代表卷积。由于UpPTS_recon只涉及从1至256的码片，所以当m+(k-128)＜1或m+(k-128)＞256时不需进行运算。所以利用公式(4)，最多只有Nmax*128次乘法运算及重构所接收的SYNC1码的运算，所以总的复杂度(complexity，直接与运算量有关)并不大。相应的，8个SYNC1信号的总的重构值为Rx_sync1_recon[ante][k]=Σj=18UpPTS_recon[ante][j][k]...(5)]]>然后，从所接收的上行导频时隙信号中提取出重构的SYNC1码Rx_syncl_recon[ante][k]，得到包含噪声和被反射的下行导频时隙干扰的总的噪声值Noise_DwPTS[ante][k]Noise_DwPTS[ante][k]＝Rx_syncl mod[ante][k]-Rx_syncl_recon[ante][k] (6)然后计算即时的噪声和干扰的功率Noise_DwPTS_power[ante][k]＝Noise_DwPTS*[ante][k]*Noise_DwPTS[ante][k]/SNIR[ante][k](7)这里被SNIR估计的瞬时值除掉正好消去了原来赋予的权重的影响。
利用遗忘因子p，采用递归平均法来计算噪声和干扰的平均功率Noise_DwPTS_power_mean[ante][k]＝(1-p)*Noise_DwPTS_power_mean[ante][k]+p*Noise_DwPTS[ante][k] (8)遗忘因子p是一个操作与维护(O&M)参数，建议将该值设为1/512。假定所接收的上行导频时隙信号的平均功率对所有码片来说都是相同的。由此，用下式得到归一化的SNIRSNIR[ante][k]=(1256Σv=1256Noise_DwPTS_power_mean[anet][v])/(Noise_DwPTS_power_mean)[ante][k]...(10)]]>本发明方法的特点在于从所接收的信号中减去重构的信号，得到每个码片上的噪声信号，然后用一个遗忘因子对所接收的信号进行权重化处理。
上面示出了采用本发明的方法对TD-SCDMA系统的SYNC1进行检测的例子。一般地说，除上例所示出例子以外，本发明的方法还可以用于对那些噪声功率在所过滤的信号所在的各个码片分布不均匀的那些信号进行匹配过滤。噪声功率越是不均匀，采用本发明的效果越好。
可采用Matlab法对本发明的上述算法进行模拟。在模拟时，考虑了真实的通信环境中噪声和干扰的情况。
图3为一个噪声和干扰功率的一个真实例子。从中可见，该例子中的噪声和干扰在一个接收时段中呈衰减型分布。
图4中给出了一个噪声和干扰的分布模型。图3中假设，噪声和干扰功率从开始时第一个上行导频时隙码片处的Imax(dB)(在模拟过程中假定)衰减到第96个码片处(下行导频时隙的长度)的0dB。该噪声和干扰水平与加性白高斯噪声水平成正比。如图2中所示，在此例中，第一个上行导频时隙码片在下行导频时隙后到达保护时隙的开始部分。在实际的通信环境中，这是最坏的情形。我们的模拟就是以此背景为前提。
图5中分别示出了采用和不采用本发明方法这两种情况下，采用Matlab法对本发明的上述算法进行模拟所得出的对上行同步码字的检测的模拟结果。模拟的通信环境为，用户以较低的速度从室外走向室内(时速为3公里)以及时速为3公里时利用车载A信道检测上行同步码字。图中，Pd表示检测概率(probability of detection)，Eb/N0表示信号与加性白高斯噪声的比值。从模拟结果中可见，采用本发明的算法，上行同步码字的检测差错率得到显著改善。
图6画出了初始的和估计的噪声和干扰功率。图中的SIGMA2意为σ2，表示加性白高斯噪声功率。图中的直线表示噪声和干扰的真实功率，而波浪线为估计功率。显然，采用本发明的算法可以非常准确地估计噪声和干扰功率。
权利要求
1，一种在CDMA移动通信系统中消除接收信号干扰的方法，包括(1)接收一个通信信号，并用一个估计的信号与噪声干扰比值逐码片地对接收的通信信号的权重进行评估，赋予那些被严重干扰的接收信号以较小的权重；(2)对经步骤(1)处理后的、所接收的通信信号，用检测算法得到信道化码字，(3)将所接收的通信信号与所得的信道化码字进行相关，从线性的相关结果得到接收信号的信道冲激响应，(4)对上述信道冲激响应的结果进行后处理，得到当前有用的抽头的位置，(5)重构所接收的通信信号，(6)根据所接收的通信信号重构信道化码字，得到被噪声和干扰畸变的通信信号的叠加值，(7)采用遗忘因子的递归平均功率值，逐码片地计算噪声和干扰的平均功率，(8)采用新的递归平均运算结果，计算归一化的信号与噪声和干扰和之比；该比值可用于下一个循环的检测运算；(9)采用信号与噪声干扰比，获得每个码片的消除噪声和干扰之后的接收信号的功率值。
2，一种在时分双工移动通信系统中消除下行信号反射对上行接收信号干扰的方法，包括(1)进行上行信号检测，并用一个估计的信号与噪声干扰比值逐码片地对接收的上行信号的权重进行评估，赋予那些被严重干扰的信号以较小的权重；(2)用经步骤(1)处理后的、所接收的上行信号，用检测算法得到上行信道化码字，(3)将所接收的上行检测信号与已知的上行信道化码字进行相关，从线性的相关结果得到信号的信道冲激响应，(4)对上述信道冲激响应的结果进行后处理，得到当前有用的抽头的位置，(5)重构所接收的上行信号，(6)根据所接收的上行信号重构上行信道化码字，得到噪声和反射的下行信号干扰的叠加值，(7)采用遗忘因子的递归平均功率值，逐码片地计算噪声和干扰的平均功率，(8)采用新的递归平均运算结果，计算归一化的信号与噪声和干扰和之比；该比值可用于下一个循环的检测运算；(9)采用信号与噪声干扰比，获得每个码片的消除噪声和干扰之后的上行信号功率值。
3，一种在TD-SCDMA移动通信系统中消除下行导频时隙的反射对上行导频信号干扰的方法，包括(1)进行上行导频时隙信号检测，并用一个估计的信号与噪声干扰比值逐码片地对接收的上行导频时隙信号的权重进行评估，赋予那些被严重干扰的信号以较小的权重；(2)用经步骤(1)处理后的、所接收的上行导频时隙信号，用检测算法得到上行同步码字，(3)将所接收的上行检测信号与已知的上行同步码字进行相关，从线性的相关结果得到信号的信道冲激响应，(4)对上述信道冲激响应的结果进行后处理，得到当前有用的抽头的位置，(5)重构所接收的上行导频时隙信号，(6)根据所接收的上行导频时隙信号重构上行同步码字，得到被噪声和反射的下行导频时隙信号干扰的叠加值，(7)采用遗忘因子的递归平均功率值，逐码片地计算噪声和干扰的平均功率，(8)采用新的递归平均运算结果，计算归一化的信号与噪声和干扰和之比；该比值可用于下一个循环的检测运算；(9)采用信号与噪声干扰比，获得每个码片的消除噪声和干扰之后的上行导频时隙功率值。
全文摘要
一种在CDMA移动通信系统中消除通信信号被环境反射后对随后的通信信号干扰的方法，包括用规一化的信号与噪声干扰比逐码片地对所接收的上行信号进行加权处理，并对处理后的上行信号进行上行同步码字检测，重构并提取出所接收的上行信号，逐码片计算即时的噪声和干扰功率并对其进行回归平均，用该结果更新规一化的信号与噪声和干扰比，并计算每帧上行信号的功率。本发明方法可用于例如对TD－SCDMA业务时隙信号、低码片速率信号、高码片速率信号和WCDMA时隙信号的处理，及对WCDMA和高码片速率TDD系统中初级和二级同步信道的检测，以及对CDMA系统中其它信号的检测。
文档编号H04B7/26GK1783758SQ20041009756
公开日2006年6月7日 申请日期2004年11月30日 优先权日2004年11月30日
发明者白伦博, 许荣涛 申请人:西门子(中国)有限公司