专利名称：调制带通信号频率偏移的估算方法
技术领域：
本发明涉及到对移动无线电接收机中具有给定载波频率、用调制信号调制的带通信号的频率偏移进行估算的方法以及设备。
除了符号同步和帧同步之外，为了恰当而有效地检测所传输的符号，无线传输系统的数字接收机系统还要求估算和校正相位偏移和频率偏移。
对数字式频偏估算，使用探索方法，探索方法利用已知信号的特性或从接收到的信号所得到的信号的特性，并且探索方法是以所谓的最大似然原理为基础。在这些探索方法中，在数据辅助法与非数据辅助法以及时钟辅助法与非时钟辅助法之间进行基本的区分。此外，还知道有或没有反馈(反馈或前馈)的估算方法。所有这些方法都是基于使用以适当分辨率经模/数转换所接收到的信号的复合包络。
从U.Mengali和A.N.D’Andrea的教科书“SynchronizationTechniques For Digital Receivers”(数字接收机的同步技术)(PlenumPress，New York，1977)了解到根据所谓的“延迟乘法”方法工作的探索方法。在这种方法中，依据复合形式的采样输入信号与对前者适时显示的共轭复合输入信号的乘积产生出一个中间信号。在包括N个接收符号的观测间隔计算出这个中间信号的值就得到了所需的频率偏移。方法中使用微分解调器作为基本部件。该方法的不利因素是，为了对输入信号进行采样必须有以适当分辨率工作的模/数转换器。此外，除模拟前处理的线性度以外还要求有模拟输入信号的增益控制。
从PCT公开文本WO 01/45339 A2了解到基于上述方法用来估算频率偏移的另一方法。在这一资料中，通过考虑一附加延迟参数D提出了CPFSK调制(连续相位频移键控)输入信号中频偏的一种改进估算方法。这种方法也呈现出上述缺点。
对于例如像在蓝牙标准中提供的短程无线传输系统来说，人们了解了所谓限幅甄别接收机的概念，在这种接收机中将所接收到的模拟信号(可能降频转换到适当的中频范围)使用限幅器转换成严格限幅数值离散的“1”位信号。进一步的信号处理只基于这个“1”位信号。从经济观点看这种概念是非常令人感兴趣的，因为这有可能省掉量化接收模拟信号用的(昂贵的)模/数转器。不过，由于没有得到分辨率适当的所接收模拟信号的采样，上面阐述的频偏估算的办法就不能使用。
从R.Neubaser，Springer-Verlag 2003的教科书“IrregulreAbtastung(不规则采样)”，如402-404页8.2.2节以及375-377页算法7.11中所述，我们了解了一种方法，此法通过只估算调制带通信号的零交叉就能够再现一个调制信号的瞬时频率。为此，首先要确定调制带通信号的零交叉时间。依据两个相邻时间的数值，在已知载波频率时就能够确定这两个相邻时间之间调制信号瞬时频率的局部平均值。通过将局部平均值相乘并借助该瞬时频率的傅里叶级数展开式就能够完成所需瞬时频率的再现。在这方面，提出一个确定相应的傅里叶系数的递归法。这样，瞬时频率的傅里叶级数展开式就给出了瞬时频率随时间所需的变化。
本发明的目的是详细说明移动无线电接收机中用调制信号调制的带通信号频偏的估算方法，这种方法花费不大即可实现。尤其是对模拟信号和混合信号(模拟和数字信号)接收机部件的实现几乎没有什么要求。此外，本发明还有一个目的是详细说明一种相应的设备。
通过独立权利要求1和9的特征达到了构成本发明基础的目的。
根据本发明对移动无线电接收机中具有假定载频、用调制信号调制的带通信号频偏进行估算的方法按下述步骤安排在第一步骤中，确定出带通信号的零交叉时间。利用这些零交叉时间以及假定载频，在另一步骤中通过计算一瞬时频率的DC分量来估算所需的频偏，此瞬时频率由调制带通信号的频率扣除假定载频后给出。
如权利要求1所述的方法，其给出的优点是，除了载频的假定值以外，确定频偏所必须的只有调制带通信号的零交叉时间。由于零交叉时间因非线性放大而保持不变，利用基于非线性限幅放大器(或限幅器)的接收机，花费不大就可实现这一方法。此外，由于限幅放大器的放大系数极高，且输出电平受到限制，所以自动增益控制(AGC)在这种接收机中也就不再必要了。由于检测放大信号的零交叉只需要一个“1”位幅度信息项，像在其他方法中那样利用以高分辨率工作的模/数转换器对放大的输入信号进行采样也就不再必要了。这个“1”位幅度信息项，即所考虑的信号不管是大于还是小于零，都能够通过代替高分辨率模/数转换器的简单的比较器来加以确定。因而根据本发明的方法对接收机的实现提供了费用上的显著优点。实现的复杂性就从模拟或混合信号域移进纯数字域。此外，在基于限幅器/甄别器原理的便宜的接收机中只能够利用根据本发明的方法而无需额外建造费用(模/数转换器)进行频率校正。
原则上，可在两种频偏之间进行区分一方面，频偏可以是假定载频与接收机上实际载频之间的频率偏移。这可归因于例如传输载频PLL或接收载频PLL(锁相环路)的失谐或归因于多普勒频率偏移。此外，在一定观测时期，例如在有DC分量的数据序列传输期间有可能调制信号呈现出不同于零的平均频率。在根据本发明确定频偏时，检测的是基于这两种原因的频率偏差。
在本文件中，术语“频率”常常既用于由公式符号“Ω”所规定的角频率也用于由公式符号“f”所规定的其实际含义上的频率。如果在频率与角频率之间进行区分，关于角频率Ω的所作的陈述也适用于频率f，同时要考虑比例系数“2π”的倒数。
有利的是，在估算瞬时频率的DC分量时，一相位的若干局部变化分别都是在两个相邻时间之间借助这两个时间的值进行确定的。该相位由调制带通信号(s)的相位扣除假定载频(f0，Ω0)所引起的相位后给出。这里，在估算瞬时频率的DC分量时，若加上分别相邻时间之间该相位的多个局部变化是有利的。
这么做所给出的优点是，通过加上各个相位变化能够确定出在观测时间间隔内瞬时频率的DC分量。分别只需利用零交叉时间和假定载频的数值就能够计算出各个相位的变化。
相位中的局部变化最好通过计算下述表达式加以确定π-Ω0·(τj+1-τj)(1)，其中Ω0为假定角载频，τj和τj+1是两个相邻的零交叉时间。
最好是，依据瞬时频率傅里叶级数展开式的第0系数直接地确定出所估算的瞬时频率的DC分量。不需要确定其他的傅里叶系数。
有利的是，为确定零交叉时间，要对两种幅度状况来估算出带通信号的幅度。这样的幅度估算能使信号形状的模拟信息减少到最少而又不丢失零交叉时间的信息。利用代表“1”位幅度确定装置的比较器能够提供这一执行工具。不需要用高分辨率的模/数转换。
估算幅度时若进行带通信号的限幅放大是有利的。如上面已经讲过的那样，零交叉时间是不受限幅放大影响的。因而利用以限幅放大器(限幅器)为基础的接收机花费不大就能够实施本方法。由于限幅放大器的放大系数非常高，又加之放大器的输出电平被限制在最大值，故这种接收机中就不再额外需要AGC增益控制了。因此，根据本发明的方法仅仅利用限幅器的“1”位信号输出就能够推断出模拟调制带通信号中的频偏。
根据本发明估算频偏的设备，其特征在于确定带通信号零交叉时间的零交叉检测器以及通过计算瞬时频率DC分量来估算频偏的装置，瞬时频率由调制带通信号频率扣除假定载波频率后给出。频偏估算装置需要测得的零交叉时间和假定载波频率作为输入参数。
本发明的其他有利实施方案在各项从属权利要求中详细说明。
下文中，通过一典型实施方案并参照附图将对本发明予以更详细的说明，附图中
图1示出了根据本发明频偏估算设备的实施方案；图2示出了调制带通信号s(连续曲线)和由幅度决定的双态信号sb(虚线曲线)的变化曲线图，其中画出了两个零交叉时间τj和τj+1；图3示出了瞬时频率Ωi的典型变化曲线图，图中画出了辅助时间顺序{τj}；及图4示出了含零交叉时间τj和相应辅助时间τj的时间线。
图1表示出根据本发明对频率偏移进行估算的设备的一种实施方案。在接收机(未示出)的射频电路部分，所接收到的载频为fFR＝ΩRF/2π的调制带通信号被转换为载频为f0＝Ω0/2π(也称为中间频率)的调制带通信号。此处f0＜fRF成立。将这个信号供给至限幅放大器BV。限幅放大器BV的输出信号用作为比较器KOMP的输入信号。比较器KOMP的输出信号sb供给至计数器CTR。此外，时钟信号clk也馈送进计数器CTR。限幅放大器BV，比较器KOMP以及计数器CTR组成了零交叉检测器ND。零交叉检测器ND在其输出端分别提供出所检测到的调制带通信号或中间频率信号的零交叉时间τj。使用零交叉时间τj作为瞬时频率DC分量估算器SG的输入信号。此外，估算器SG使用假定中间频率f0或Ω0作为输入变量。在其输出端，估算器将所估算的值提供给频率偏移fe或Ωe。
比较器KOMP和限幅放大器BV的电路可在一单个电路中实现。此外，限幅放大器因有相当高的放大系数和相当高的输入电平，其输出信号可能如此之大以致可以不要比较器KOMP。相反地，如果比较器KOMP输入端的信号偏移足够高的话也可以省掉限幅放大器BV。很重要的是，计数器CTR的输入信号sb具有可能的最陡峭边沿从而其已经是以双态方式由幅度所决定的信号。在这方面，也可能利用具有时间离散输出信号的比较器，即“1”位模/数转换器来代替具有时间连续输出信号的比较器KOMP。
利用信号sb重新设置计数器CTR，其在每个零交叉时都对具有恒定时钟频率的时钟信号clk的时钟脉冲进和计数。所得到的计数就相当于零交叉的各自时间τj。只需借助这些时间τj和假定中间频率f0或Ω0，估算器SG就可根据稍后说明的计算规则对瞬时频率的DC分量进行计算，结果就得到了所需的频偏fe或Ωe。
在原则上，还可以设想省掉将接收到的载频为fRF＝ΩRF/2π的带通信号降频转换成载频为f0＝Ω0/2π的调制带通信号s的独立射频电路部分。在这种情况下，带通信号s的载频就相当于所传输信号的载频fRF＝ΩRF/2π。
图2表示出调制带通信号s(连续曲线)和得到的双态幅度决定信号sb(虚线曲线)的变化情况以及图中画出的两个零交叉时间τj和τj+1。检测到的零交叉时间τj分别构成了确定频偏fe或Ωe的起始点。
为了根据本发明来计算频率误差，使用了关于本说明书引言中现有技术所提到的教科书“Irregulre Abtastung”提出的数学形式。这一数学形式详细说明了如何能够只通过知道无频差调制信号在一定观测时期内所记录的零交叉以及载波频率就可重建调制信号的瞬时频率。396-404页8.2章及375-377页算法7.11中的内容在此引入本专利应用公开内容供参考之用。
下文中，上述教科书中所说明的数学形式将会再现考虑的是无频差的调制带通信号s，参见图2。例如，可以使用CPFSK调制方法。在这种调制方法中，将dk∈{-1，1}的双态符号序列{dk}调制到载波信号上，因而得到了下述的调制带通信号s
s(t)=cos(Ω0·t+φ0+π·ηΣk=-∞∞dk·q(t-k·Tsym))---(2)]]>这里Ω0是载频(频带中心频率)，φ0为零相位角，通常为未知，η是调制指数，Tsym是符号dk的符号周期。为简化并不限制通用性将带通信号的幅度假定为1。根据下式定义在脉冲整形p期间的信号qq(t)=1Tsym∫-∞tp(t′)dt′---(3)]]>脉冲整形p取决于调制类型。例如，用GFSK(高斯频移键控)进行高斯脉冲整形，而脉冲每符号在时间上的延伸要超过不只一个符号周期Tsym。
利用调制信号的所谓瞬时相位φiφi(t)=π·ηΣk=-∞∞dk·q(t-k·Tsym)---(4)]]>得到的调制带通信号s为s(t)＝cos(Ω0·t+φ0+φi(t)) (5a)瞬时相位的下标i并非计数指数，此处及下文中其只意味着“即刻”。
如通过将方程式(5a)的右边置于零后所得到的，下式用来表示信号s的零交叉时间τjΩ0·τj+φ0+φi(τj)=(2·j-1)·π2---(6)]]>因而调制信号在零交叉时的相位为φi(τj)=(2·j-1)·π2-Ω0·τj-φ0---(7)]]>
于是下式就用来表示调制信号在两个接连零交叉之间的相位差φi(τj+1)-φi(τj)=∫τjτj+1Ωi(t)dt=π-Ω0·(τj+1-τj)---(8)]]>式中φi是调制信号的瞬时频率，式中调制信号φi的瞬时频率Ωi及其相位通过下式连系起来Ωi(t)=ddtφi(t)---(9)]]>从方程(8)可以看出，已知载频Ω0时，按瞬时频率在时间τj和τj+1间的定积分所确定的调制信号相位的变化，可以依据相邻的零交叉时间τj和τj+1计算出来。
通过方程式∫tj-1+tj2tj+tj+12fi(t)dt=12∫τjτj+1Ωi(t)dt---(10)]]>利用f(t)＝Ωi(t)/2π，根据测得的零交叉时间序列{τj}确定出非等距辅助时间不规则序列{tj}。利用τj=tj+tj-12---(11)]]>按下式递归地得出非等距辅助时间tjtj＝2·τj-tj-1(12)这里必须选定初始时间t。。
图3表示出瞬时频率Ωi的典型变化。非等距辅助时间tj用x轴上的十字叉标示。
图4表示出根据方程(11)和(12)辅助时间tj如何与零交叉时间τj关联起来。
通过下文中说明的重现算法-在教科书“Irregulre Abtastung”375-37页算法7.11中详细说明了此算法-能够确定瞬时频率的函数fi(t)。
这种算法是基于根据下式 使用递归算出的第m傅里叶系数cm,n=cm,n-1+Σj[(Lfi)j-(Ln-1fi)j]·e-i2πmtj/NT---(14)]]>且初始化值fi，0＝0时的迭代傅里叶级数展开式，式中n表示递归指数。
按照频率限制Ωg=πMT·N---(15)]]>在频率信号fi的周期性连续值来得出M的数值，式中N·T表示使用参考量T的观测周期。因此，Ωg可以理解为是待重现信号fi的最大频率。
辅助量(Lnfi)j和(Lfi)j分别由下式确定 其中wj=tj+1-tj-12---(17)]]>
或(Lfi)j=1N·T∫tj-1+tj2tj+tj+12fi(t)dt---(18)]]>在下文中，说明根据本发明确定调制带通信号频偏的方法如果由零交叉检测器ND所得到的带通信号s呈现出按方程(5a)相对于无频差信号分别进行估算的频偏fe或Ωe(下标e代表“误差”)，此带通信号就可表示成s(t)＝cos(Ω0·t+φ0+φi(t)+2πfe·t)(5b)为了不限制其通用性，假定在观测周期N·T内频偏fe随时间恒定不变。
在这种方法中，基本上可在两种频偏fe之间进行区分1.一方面，能够得到的频偏为接收机端假定的载频f0与实际载频f0+fe之间的频偏。
2.此外，有可能是调制分量在特定观测周期呈现出不同于零的平均频率。这可能是由于例如各单个符号值的出现在观测周期中并非均等地分配，也就是说由于用双态调制，分配给逻辑1的位数大于分配给逻辑0的位数。不过，在现代数字通信系统中，常常可以极其近似地假定由于使用了所谓扰频器而使这些数据序列没有DC分量。
根据本发明，利用式(6)-(18)所规定的方法就可确定出第0傅里叶系数c0，n。
根据式(14)，(16)，(18)，(8)和(10)得到的第0傅里叶系数c0，n为c0,n=c0,n-1+Σj[(Lfi)j-(Ln-1fi)j]]]>
式中n如已提到的那样代表递归指数。从式(19)可以看出，除了傅里叶系数c0，n-1之外，更高的傅里叶系数ck，n-1也用来计算第0傅里叶系数c0，n。
为了根据式(8)计算出局部相位变化，使用假定载波频率，例如分别为额定载频或预期载频(频带中心频率)作为载波频率Ω0。
根据式(5b)连同式(9)，可能具有频差的调制带通信号的瞬时频率是Ωi(s)=ddt(Ω0t+φ0+φi(t)+2πfe·t)=Ω0+ddtφi(t)+2πfe---(20)]]>由可能具有频差的调制带通信号频率在扣除假定载频后所给出的瞬时频率为Ωi(s)-Ω0=ddtφi(t)+2πfe---(21)]]>根据式(5a)和(13)，第0傅里叶系数c0，n代表了函数 的DC成分。
根据2中所说明的原因任何与调制相关的频偏都应是fe部分，即 的DC成分为零。
结论是所需的频偏可直接从按照式(19)算出的第0傅里叶系数得出fe＝C0，n(22)计算出的频偏fe与假定载频Ω0有关。
总起来说，根据本发明确定频率偏移的设备，其工作按图1可综述如下a)在零交叉检测器ND中确定带通信号s的零交叉时间τj；b)在估算器SG中根据式(19)确定出在假定载频f0或Ω0下的傅里叶系数c0，n；及c)在估算器SG中根据式(22)依据傅里叶系数c0，n确定并输出频偏。
在1和2中对频偏fe原因所作的区分不能够对接收机进行，在接收机端频偏的影响完全相同而与其起因无关。这可以依据下述情况得以理解载频偏移也可以反过来理解为调制的DC分量。好么式(22)就规定了与起因无关的频偏fe。
使用模拟计算结果，曾经能证明，通常经n次迭代后(n＜20)就已经以极高的精度确定了第0傅里叶系数。
虽然用的是上述数学步骤中得到的频率调制，但是根据本发明的方法不仅适用于频率调制(FSK)的带通信号，而且也可以与诸如相位调制(PSK-相移键控)等其他调制方法一起应用。至于其他，式(5a)和(5b)则分别说明了任意调制的带通信号。
权利要求
1.对移动无线电接收机中用调制信号调制、具有假定载波频率(f0，Ω0)的带通信号(s)频率偏移进行估算的方法，其包括下述步骤a)确定带通信号(s)的零交叉时间(τj)；及b)借助零交叉时间(τj)以及假定载波频率通过计算瞬时频率的DC分量估算出频率偏移(fe)，此瞬时频率由调制带通信号(s)的频率扣除假定载波频率(f0，Ω0)后给出。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，为了估算瞬时频率的DC分量，分别在两个相邻时间(τj)之间借助于这两个时间(τj)的数值来确定一相位的多个局部变化，此相位由调制带通信号(s)的相位扣除由假定载波频率(f0，Ω0)所引起的相位后给出。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，为了估算瞬时频率的DC分量，要加上分别相邻时间(τj)之间该相位的多个局部变化。
4.如权利要求2或3所述的方法，其特征在于，两个相邻时间(τj)之间相位的局部变化从确定下述表达式来得到π-Ω0·(τj+1-τj)式中Ω0为假定的角载频，τj和τj+1是两个相邻的零交叉时间。
5.如权利要求1-4其中之一所述的方法，其特征在于，在步骤b)中完成如下步骤b1)借助零交叉时间(τj)确定出瞬时频率傅里叶级数展开式的第0系数(C0，n)，及b2)依据瞬时频率(fi，Ωi)傅里叶级数展开式的第0系数(C0，n)确定瞬时频率的DC分量。
6.如权利要求5所述的方法，其特征在于，递归地确定出瞬时频率傅里叶级数展开式的第0系数(C0，n)。
7.如上述权利要求其中之一所述的方法，其特征在于，为了确定零交叉时间(τj)，-对两个幅度状态估算带通信号(s)的幅度。
8.如权利要求7所述的方法，其特征在于，为了估算带通信信号(s)的幅度，-对带通信号进行限幅放大。
9.对移动无线电接收机中用调制信号调制、具有假定载波频率(f0)的带通信号(s)频率偏移(fe)进行估算的设备，其包括-确定带通信号(s)零交叉时间(τj)的零交叉检测器(ND)，及-依据所确定的时间(τj)和假定载波频率(Ω0)通过计算瞬时频率的DC分量来估算频率偏移(fe)的装置(SG)，瞬时频率由调制带通信号(s)的频率扣除假定载波频率后给出。
10.如权利要求9所述的设备，其特征在于，零交叉检测器(ND)包括对两个幅度状态估算带通信号(s)或放大带通信号(s)之幅度的比较器(KOMP)。
11.如权利要求10所述的设备，其特征在于，零交叉检测器(ND)包括放大带通信号(s)的限幅放大器(BV)，放大器的输出端与比较器(KOMP)相连接。
全文摘要
本发明涉及到对移动无线电接收机中具有给定载波频率(Ω
文档编号H04L27/233GK1898927SQ200480038339
公开日2007年1月17日 申请日期2004年10月15日 优先权日2003年10月21日
发明者A·诺伊鲍尔 申请人:英飞凌科技股份公司