专利名称：一种在WiMAX系统基站接收端进行帧同步定时的方法
技术领域：
本发明涉及一种在通信领域WiMAX(微波存取全球互通)系统基站接收端进行帧同步定时的方法。
背景技术：
最近几年，正当全球的移动运营商、设备制造商、手机制造商、各国政府部门为第3代移动通信网络(3G)的建设和运营投入相当可观的资金和精力的时候，计算机行业推出了一种崭新的宽带无线接入技术，并将其命名为WiMAX。WiMAX是Worldwide Interoperability for Microwave Access的缩写，一般译成“微波存取全球互通”。
WiMAX技术以IEEE的802.16系列标准为基础。最早的IEEE802.16标准是在2001年12月获得批准的，是针对10到66GHz高频段视距环境而制定的无线城域网标准。目前所说的802.16标准主要包括IEEE 802.16a、802.16-2004、802.16e三个标准。802.16a是为工作在2到11GHz频段的非视距宽带固定接入系统而设计的，802.16-2004(以前被称为802.16d)是802.16a的增强型。而支持移动的802.16e标准即将发布，他是802.16a/2004的进一步延伸，其目的是在已有标准中增加数据移动性。
在802.16系列标准中，详细规定了基站BS(Base Station)和用户站SS(SubscriberStation)之间的空中接口的技术要求，尤其对物理层的帧结构要求，系统设计参数等等均有详细的规定。
WiMAX系统支持多种物理层空中接口，其中对于OFDM调制技术的空中接口的支持已经成了不可缺少的基本要求。OFDM即Orthogonal Frequency Division Multiplex的缩写，中文意思为正交频分复用。OFDM技术的基础是正交多载波，是一种多载波扩频技术。OFDM的最大优点是对抗频率选择性衰落或窄带干扰，在单载波系统中，单个衰落或干扰能够导致整个通信链路失败，但是在多载波系统中，仅仅有很小一部分载波会受到干扰，对这些子信道可以采用纠错码来进行纠错。在OFDM系统中，各个子信道的载波相互正交，频谱相互重叠，这样不但减小了子载波间的相互干扰，同时又提高了频谱利用率。本发明主要针对基于OFDM的WiMAX系统(IEEE 802.16-2004)基站接收端定时同步进行设计。
基于OFDM模式的WiMAX系统基站收发信机如图1所示图中的上半部分是发送机的框图，而下半部分是接收机的框图。图中将实现IFFT(逆傅立叶变换)和FFT(傅立叶变换)运算的部分放在了同一个方框图中，因为这两者的运算步骤非常相似，可以用相同的硬件来实现。发送机将来自MAC(媒体接入控制)层的数据比特进行前向纠错编码、交织、调制(星座映射)、插入导频、串/并变换后进行IFFT变换，然后对变换后的数据进行并/串变换，插入循环前缀、加窗、数模变换(DAC)后通过射频发送到无线通信环境中去(RF TX)。而接收机是发送机的逆过程，主要包括射频接收(RFRX)、模数变换(ADC)、同步、去除循环前缀、串/并变换、FFT解调、信道校正、数字解调(星座逆映射)、去交织、纠错译码等环节。
从整个WiMAX收发信机框图，我们不难看出，基于OFDM的WiMAX系统设计中，为了保证子载波之间的正交性，其对同步的要求相当高。一旦失步，子载波之间的正交性将受到影响，从而严重影响系统性能。所以，同步算法的优劣性会导致整个系统性能的好坏。设计一个高性能和实际可行的同步算法，成了整个系统设计的一个关键环节。
同步算法包括时域同步和频域同步。其中帧同步(时域同步)又是整个WiMAX系统正确接收数据的前提和基础。基于OFDM模式的802.16-2004协议的物理层支持基于帧的传输。一帧包括一个下行子帧和一个上行子帧。下行子帧由一个下行物理层PDU组成，上行子帧由用于初始搜索和带宽请求目的的竞争时隙和一个或者多个由不同的SS发射的上行物理层Burst组成。每个上行SS的Burst包含了一个短前导码。
下行物理层PDU由长前导码起始，用于物理层同步。上行物理层PDU(协议数据单元)由短前导码起始，用于上行Burst(数据突发)的同步。
一个OFDM符号从时域来看就是有用符号时间Tb和循环前缀CP的长度Tg之和Ts。CP是有用符号时间末尾长度的复制，用来搜集多径并维持子载波的正交性。CP的长度应大于最大多径时延长度，OFDM符号如图2所示。
根据IEEE 802.16-2004协议的规定，基于OFDM的WiMAX系统其上行短前导码在频域序列的取值由下式确定P128=2PALL(k)....................kmod2=0;0..........................kmod2≠0;]]>其中 因子与3dB增益相关。PALL频域序列由协议进行了统一规定。这样基站接收到SS(用户站)的前导码在时域上表现为两个128样值的重复，前面是前导码的循环前缀，如图3所示。
根据实际系统的设计，基站要接收上行来的SS(用户站)物理层的Burst(数据突发)，必须首先检测每个SS的Burst前面的短前导码用于帧定时同步，一旦检测到该前导码以后，同步完成，基站才可以对该数据Burst进行接收。
基于OFDM的WiMAX系统对于子载波之间的正交性有着非常严格的要求，正交性的严格与否直接影响着系统性能的优劣。正交性的要求是通过同步模块来完成的。在WiMAX系统中，同步一般是按照先定时同步(符号、帧、样值同步)，后频偏同步的顺序进行(也可能存在着定时、频偏同步同时进行的算法设计)。所以定时同步的准确性直接影响着下面的频域同步的精度。由于在实际系统的设计中，考虑到采用循环前缀的OFDM系统对符号定时同步要求相对较宽松，系统对于定时的要求没有频偏的要求那么高(WiMAX系统对频偏比较敏感，频偏不但影响到信号相位的偏转，而且破坏子载波之间的正交性，影响到信号的幅度及信噪比发生变化，WiMAX系统要求在FFT变换之前进行粗同步，在FFT变换之后必须进行细同步)，符号的起始时刻只要落在循环前缀内，就不会破坏各子载波间的正交性，也就不会引起ICI，只要进行相位补偿即可。但是在多径环境中，为了获得最佳的系统性能，需要确定最佳的符号定时，尽管符号定时的起点可以在保护间隔内任意选择，但显然任何符号定时的变化，都会增加OFDM系统对时延扩展的敏感程度，因此系统所能容忍的时延扩展就会低于其设计值。为了尽量减小这种负面的影响，需要尽量减小符号定时同步的误差。
定时同步发生误差的定时偏差可正可负，为正时表示超前最佳定时时刻，为负时表示滞后最佳定时时刻。通过对带有循环前缀的OFDM符号的分析，发现如果定时偏差为正时，符号定时超前，落在了循环前缀里面，进行FFT积分的OFDM窗中只包含了当前符号及其循环移位样值，不会引起符号间串扰。如果定时偏差为负时，符号定时滞后，此时进行FFT积分的OFDM窗就既包含当前符号的大部分样值，又包含下一OFDM符号循环前缀内的部分样值，所以这种情况下会引起OFDM符号间串扰，严重影响系统性能。
发明内容
为了解决上述问题，本发明提供了一种基于OFDM的WiMAX系统基站接收端的定时同步方法，包括以下步骤a、对接收到的经过模数变换后的信号延迟第一固定样值，一路送往能量窗口进行求能量，取平方；另一路经过共轭处理后与原信号通过相关窗口之后求模值平方，通过查找两路信号相除后的最大值初步确定所述第一固定样值的起始同步定时点n1；b、对接收到的经过模数变换后的信号延迟第二固定样值，一路送往能量窗口进行求能量，取平方；另一路经过共轭处理后与原信号通过相关窗口之后求模值平方，通过查找两路信号相除后的最大值初步确定所述第一固定样值的起始同步定时点n2；c、比较(n1-n2)和循环前缀CP，其中CP等于第二固定样值，如果比较结果为0，那么将同步定时点n1设置为符号同步时刻n0，如果比较结果为正的N个样值，设置最终的符号定时同步时刻为n0＝(n1-『N/2』)，『N/2』表示取大于等于N/2的最小整数，如果比较结果为负值，设置n1为最终的定时同步时刻n0。
根据本发明，所述第二固定样值长度是第一固定样值长度的两倍。
根据本发明，所述第一固定样值为128个样值，所述第二固定样值为256个样值。
根据本发明，所述循环前者CP是OFDM帧有用符号时间末尾长度的复制。
根据本发明，所述步骤a中的能量窗口为128个样值，相关窗口为128个样值。
根据本发明，所述步骤b中的能量窗口为CP长度个样值，相关窗口为CP长度个样值。
根据本发明，所述第一固定样值是OFDM上行帧的突发(Burst)的短前导码。
本同步方法具有以下优点本算法的优点之一就在于不但强调了传统算法根据128样值的重复性进行定时同步，而且还通过同一个OFDM符号前面的CP循环前缀进行定时同步的进一步校正，这样提高了定时同步的精度，减小了后面对频率同步的影响，降低了相位偏转的角度，提高了系统的性能。
本发明的优点之二在于尽量避免了定时偏差为负的情况，努力消除符号定时滞后所引起的系统性能严重下降。
另外、本发明通过相关器的输出信号能量与延迟信号能量的比值来确定符号定时，这样对相关器输出信号的能量进行了归一化处理，有效避免了相关器输出峰值过大，减小了对实际系统性能的影响，提高了同步定时的精度。
图1是基于OFDM模式的WiMAX收发信机框图；图2是OFDM符号示意图；图3是帧短前导码时域结构图；图4是WiMAX基站接收端同步的一般流程；图5是基于OFDM的WiMAX基站帧同步算法原理图。
具体实施例方式
在实际的WiMAX系统中，一般说来基站的同步过程为基站对接收到的信号进行模数变换(ADC)后，首先进行帧、符号粗同步，用以确定OFDM符号以及帧的起始样点；然后在定时粗同步的基础上进行频偏粗同步及校正；接着进行FFT变换，然后在频域内进行频偏、样值细同步及校正，最后在频偏校正及信道估计后对数据符号进行精确的符号样值定时的细同步。本发明主要针对基于OFDM的WiMAX系统基站接收端帧定时粗同步进行设计，提供了一种基于短前导进行帧定时同步的优选方法。设计原理图如图5所示延迟D1取值为128个样值，延迟D2取值为256长度，相关窗口L1的长度取值为128，相关窗口L2的取值为CP长度，根据系统要求进行设定，能量窗口用来计算延迟信号的瞬时能量，输出M(m)表示为&Mgr;1(m)=|cl(m)|2(pl(m))2,]]>其中cl(m)=∑rk=0127(m+k)y*(m+k+D1)]]>P1(m)=Σk=0127|r(m+k+D1)|2]]>&Mgr;2(m)=|c2(m)|2(p2(m))2,]]>其中c2(m)=Σk=0CP-1r(m+k)y*(m+k+D2)]]>p2(m)=Σk=0CP-1|r(m+k+D2)|2]]>通过查找输出M1(m)的最大值可以确定前导码第一个128样值的起始点n1，通过查找输出M2(m)的最大值可以确定前导码循环前缀的起始点n2，比较器用来比较n1与n2的差值，根据差值的大小与CP长度的关系，合理设定前导码的定时同步点n0。在实际的系统设计中，原理图中所涉及到的相关窗口L1(128个样值)、L2(基站设定的循环前缀CP长度)，能量窗口P1(128个样值)、P2(基站设定的循环前缀CP长度)等模块可以采用相同的硬件进行时分处理。由于循环前缀CP出现在每一个OFDM符号的开始，而128重复样值只有在每一个SS的Burst前导符号里面才出现，所以在一个上行子帧里面可能会出现多个循环前缀相关器的峰值，这里所确定的循环前缀的起始点n2应该是出现在同步定时点n1前面的第一个相关峰所确定的定时同步点。
下面结合图五所示的原理图进行详细的说明。
步骤(一)WiMAX基站对接收到的SS发来的信号进行D/A变换后得到信号序列r(m)，该信号通过寄存器延迟D1个样值，也就是延迟128个样值后，一路取共轭变换后与原信号进行相关运算，相关器的窗口取128，得到相关后的信号c1(m)。另外一路信号通过能量求和，能量窗口P1取值128，得到信号p1(m)，c1(m)通过取模值平方后和p1(m)能量信号的平方相除得到比值序列M1(m)，通过查找M1(m)取得最大值的时刻，初步判断该时刻便是128样值的起始时刻n1。因为前导符号前后两个128样值取值相同，所以相关后才能得到最大值，当然128样值的相关亦可能受到噪声的影响，带有一定的误差。其他样值的相关性很小，通过相关器后的输出是一些随机的噪声序列。
步骤(二)重复前面的步骤(一)的过程，这次对接收到的信号r(m)延迟D2个样值，也就是延迟256个样值，相关器的窗口取值为系统设定的循环前缀CP长度，能量窗口P2取值为循环前缀CP长度，通过查找输出M2(m)取得最大值的时刻，初步判断出现在n1定时同步点前面的第一个相关峰所确定的定时同步点便是前导循环前缀的起始时刻n2。虽然说循环前缀里面的样值序列会受到多径时延的影响，但是循环前缀是OFDM符号最后CP长度个样值的重复，尽管受到多径延迟的影响，其相关性仍然要高于其他随机噪声的相关性，经过相关器输出的c2(m)模值取得最大值的时刻仍然具有相当高的概率为前缀起始时刻n2。由于步骤(二)和步骤(一)的处理过程基本相同，在具体的实现过程中，可以采用相同的硬件进行时分处理。
(三)将经过初步判断出的128样值重复时刻n1与前缀起始时刻n2进行相减后与CP长度进行比较，根据比较结果的不同，按照一定的误差原则进行合理设置前导符号的起始时刻，从而完成同步定时。这里，我们采用如下的定时方案。虽然一个接收到的OFDM符号是经过了256点的IFFT窗变换去调制256个子载波，在存在频率选择性衰落的信道中，某些样值会受到一定的随机噪声影响，但是判断的定时同步点出现在输出M(m)取得最大值的点的概率远高于其他点的概率，且围绕最佳同步定时点概率显著降低。
如果比较之后，值为0，说明通过128样值判断的定时同步和通过CP长度的相关器判断的定时同步基本一致，根据概率论的相关原理，两次定时同步点的判断均出现在输出M(m)的最大值的概率要远远高于出现在其他点的概率，于是我们可以设置最终的符号定时同步时刻n0＝n1；如果比较之后，值为正的N个样值，说明判断的同步时刻n1滞后n2。根据概率论的相关原理，在忽略小概率事件发生的情况下，出现这种情况的事件主要有以下两种可能一是n1定时准确，n2定时超前；二是n2定时准确，n1定时滞后；对于出现的其他可能的情况，由于发生的概率相对较低，可以暂不考虑。于是我们可以设置最终的符号定时同步时刻n0＝(n1-『N/2』)，『N/2』表示取大于等于N/2的最小整数。当然，为了保险起见，也可以设置最终的符号定时同步时刻n0＝(n1-N)，这样设置的目的主要是为了降低定时同步时刻滞后最佳定时同步时刻的概率，避免由此所产生的符号间串扰对系统所带来的严重影响。
如果取值为负，说明判断的同步时刻n1超前n2，根据上面对概率论的分析，同时考虑到循环前缀容易受到多径延迟的影响，基于循环前缀所确定的相关峰来确定的符号定时同步点n2的精度要低于基于128循环样值相关峰所确定的符号定时同步点n1的精度。所以我们设置最终的符号定时同步时刻n0＝n1，这样设置的目的仍然是为了降低定时同步时刻滞后最佳定时同步时刻的概率，避免由此所产生的符号间串扰对系统所带来的严重影响。
根据最终确定的定时同步时刻n0，我们就初步完成了帧及符号定时粗同步，就可以继续进行后面的频偏估计和校正了。对于进一步的精确定时同步校正，可以通过WiMAX系统接收端同步流程后面的帧定时细同步算法来进行校正。
在不脱离本发明实质和范围的情况下，本发明的各种修改和变换对本技术领域的普通技术人员是显而易见的。所以本发明覆盖了落入所附权利要求及其等同物范围之内的对本发明作出的修改和变化。
权利要求
1.一种基于OFDM的WiMAX系统基站接收端的定时同步方法，包括以下步骤a、对接收到的经过模数变换后的信号延迟第一固定样值，一路送往能量窗口进行求能量，取平方；另一路经过共轭处理后与原信号通过相关窗口之后求模值平方，通过查找两路信号相除后的最大值初步确定所述第一固定样值的起始同步定时点n1；b、对接收到的经过模数变换后的信号延迟第二固定样值，一路送往能量窗口进行求能量，取平方；另一路经过共轭处理后与原信号通过相关窗口之后求模值平方，通过查找两路信号相除后的最大值初步确定所述第二固定样值的起始同步定时点n2；c、比较(n1-n2)和循环前缀CP，其中CP等于第二固定样值，如果比较结果为0，那么将同步定时点n1设置为符号同步时刻n0，如果比较结果为正的N个样值，设置最终的符号定时同步时刻为n0＝(n1-『N/2』)，『N/2』表示取大于等于N/2的最小整数，如果比较结果为负值，设置n1为最终的定时同步时刻n0。
2.根据权利要求1的定时同步方法，其中所述第二固定样值长度是第一固定样值长度的两倍。
3.根据权利要求1的定时同步方法，其中所述第一固定样值为128个样值，所述第二固定样值为256个样值。
4.根据权利要求3的定时同步方法，其中所述CP是OFDM帧有用符号时间末尾长度的复制。
5.根据权利要求3的定时同步方法，其中所述步骤a中的能量窗口为128个样值，相关窗口为128个样值。
6.根据权利要求3的定时同步方法，其中所述步骤b中的能量窗口为CP长度个样值，相关窗口为CP长度个样值。
7.根据权利要求1的定时同步方法，其中所述第一固定样值是OFDM上行帧的突发(Burst)的短前导码。
全文摘要
一种基于OFDM的WiMAX系统基站接收端的定时同步方法，其特征在于不但基于上行突发脉冲的短前导码的重复128样值进行定时同步，而且还基于OFDM帧符号的CP循环前缀进行定时同步校正。根据本发明，提高了定时同步的精度，减小了后面对频率同步的影响，降低了相位偏转的角度，提高了系统的性能。
文档编号H04L27/26GK1761175SQ200510117799
公开日2006年4月19日 申请日期2005年11月14日 优先权日2005年11月14日
发明者吴永东, 郭华志 申请人:北京北方烽火科技有限公司