专利名称：一种空时分组码mc－cdma系统上行链路发射与接收方法
技术领域：
本发明属于移动通信多输入多输出(MIMO)空时分组码技术、多载波(MC)技术和码分多址(CDMA)
背景技术：
在3G中CDMA是一种最主要的技术，而多载波调制将是未来广带无线传输体制的关键技术。以多载波技术融合CDMA技术，构成多载波CDMA系统是未来移动通信发展的重要方向之一。多载波技术与CDMA技术相结合的方案主要有多载波CDMA(MC-CDMA)、多载波直接序列扩频CDMA(multicarrierDS-CDMA)和多音调制CDMA(MT-CDMA)三种主要形式[R.Prasad，S.Hara.An Overview of Multi-carrierCDMA.IEEE Commun.Magazine，1997，35(12)126-133]。其中，MC-CDMA方案由于可以采用频域分集和优良的性能被认为是三种方案中最具前景的方案，也是未来移动通信系统最具竞争力的方案之一。
为进一步提高MC-CDMA的性能，《IEEE车载技术会刊》[X.Y.Hu.On the performance and capacity ofan asynchronous space-time block-coded MC-CDMA system in the presence of carrier frequency offset.IEEETrans.on VT，2004，53(5)1327-1340.]介绍了一种将多输入多输出(MIMO)的空时分组码(STBC)技术应用于传统的MC-CDMA，构成STBC-MC-CDMA系统的方案，并研究了载波频偏对系统性能和容量的影响。由于该STBC-MC-CDMA方案是基于传统的MC-CDMA方案构建的，要求各子载波经历频率非选择性衰落信道，为保证这一条件扩频序列的切普周期和传输的符号周期都要受到一定的限制，显然这对实现高速无线数据传输是不利的。该STBC-MC-CDMA方案为保证各子载波经历频率非选择性衰落，经过空时编码的符号必须经过一1:Q的串并(S/P)变换环节，使符号周期增加Q倍，但这也使系统的子载波数增加了Q倍，将占用更多宝贵的频率资源，同时由于子载波数增加了Q倍，还大大增加了收发信机本身的复杂性和处理的复杂度，并且系统的性能也并没有因此得到改善，而且在实际中由于信道是动态变化的，这就需要动态调节Q以适应信道的变化，在实际中实现起来将十分困难。
发明内容
本发明为克服上述STBC-MC-CDMA方案的缺点，提出了一种新的上行链路空时分组码MC-CDMA系统发射与接收方法，所提出的空时分组码MC-CDMA方案基于申请号为200510086925.3的一种MC-CDMA系统发射与接收方法的MC-CDMA方案构建立，该MC-CDMA方案发射的符号周期为切普周期的整数倍，而传统的MC-CDMA方案发射的符号周期等于切普周期。这样，本发明所提出的空时分组码MC-CDMA方案就取消了原STBC-MC-CDMA方案所必须的S/P变换环节，允许各子载波经历频率选择性衰落信道，从根本上消除了系统对切普周期和符号周期的内在限制，同时对各子载波的多径信号采用了RAKE接收技术进行合并，使系统获得了联合的空、时和频域分集增益，显著地提高了系统的性能。
本发明所采用的一种空时分组码MC-CDMA系统上行链路发射与接收技术方案，包括以下步骤
A.发射步骤(1)每个用户信源经过BPSK调制的数据流经过2×2的正交空时分组编码后，数据流被分成两路，将被分配在两个发射天线上分别发射；(2)每一路的数据流都经过1P的复制，形成P路相同的并行数据流；(3)对每一路复制后的P路并行数据流用长度为P的扩频码进行频域扩频，频域扩频的切普周期取用户调制信号周期的整数倍分之一，即发射的符号周期为切普周期的整数倍，不同的用户采用不同的扩频码；(4)对每一路频域扩频后的P路并行信号进行快速付里叶逆变换(IFFT)，将各路信号调制到相应的子载波上；(5)将每一路调制后的P路子载波信号相加后在对应的天线上发射；B.接收步骤(1)每个天线接收到的信号包括各用户、各发射天线的信号以及噪声的叠加，对每一天线接收到的信号进行与发射端快速付里叶逆变换(IFFT)对应的快速付里叶变换(FFT)，恢复出各子载波的信号；(2)各子载波经历了频率选择性多径衰落信道后，每一子载波又都包含L径信号，对每一用户每一子载波每一径的信号都进行与发射端对应的解扩与匹配滤波处理，得到每一用户每一子载波每一径解扩后的信号；(3)对得到的每一用户每一子载波每一径解扩后的信号都进行与发射端空时编码对应的空时解码，空时解码包括一个延时单元、一个共轭运算单元和一个空时解码合并单元，空时解码后得到每一用户每一子载波每一径两个连续比特的输出信号；(4)对每一用户每一子载波每一径空时解码输出信号进行多径信号的时域合并，得到每一用户每一子载波多径合并后的信号；(5)对同一用户每一子载波多径合并后的信号再进行频域合并，得到在每一个接收天线上每一用户解调后的信号；(6)对同一用户在每一个接收天线上解调后的信号再进行空域合并，得到用户信号的最终判决变量；(7)对用户信号的最终判决变量进行BPSK解调，恢复出用户的数据信号。
以下对本发明方法所涉及的内容加以论述。
1.发射信号考察有K个用户的STBC-MC-CDMA系统上行链路的发射过程。每一用户都采用BPSK调制，具有相同的发射功率S和数据速率1/Tb。对用户调制后的数据流首先采用2×2的正交空时分组编码，则任一用户k第2n和2n+1两个连续BPSK信息比特bk(2n)和bk(2n+1)经空时编码后形成如下的映射矩阵ak,1(2n+1)ak,1(2n)ak,2(2n+1)ak,2(2n)=12-bk(2n+1)bk(2n)bk(2n)bk(2n+1)]]>[公式1]其中，ak，i(2n)和ak，i(2n+1)(i＝1，2)分别表示用户k空时编码后对应在第i＝1，2两个发射天线上两路信号的第2n和2n+1个符号， 是发射符号能量的归一化系数。对每一路信号都进行MC-CDMA调制，并取发射的比特符号周期为切普周期的整数倍，即Tb＝NTc，N为一大于1的整数。对上述发射过程，用户k在第i个发射天线上所发射的信号表示为sk,i(t)=2SΣp=1Pak,i(t)ck,p(t)exp(j2πfpt)]]>[公式2]式中，ak,i(t)=Σn=-∞∞ak,i(n)gTb(t-nTb)]]>表示用户k对应在第i个发射天线上的信号，其中，ak，i(n)表示用户k对应在第i个发射天线上的第n个数据比特。ck(t)＝[ck，1(t)…ck，P(t)]是用户k的扩频码波形，ck，p和ck,p(t)=ck,pgTc(t-pTc)]]>分别表示相应的切普和切普波形，Tc为切普周期。gTb(t)和gTc(t)分别是定义在
]>[公式3]其中，L为信道可分辨的多径数， 为复信道系数，αk，i，j，p，l是路径的幅度增益，βk，i，j，p，l是路径的相位增益，tk，l是多径时延，δ(t)为delta函数。由于所提出的方案是用于高速无线传输的，可进一步假设在两个符号间隔[2nTb(2n+1)Tb]信道衰落是准静态的，有αk,i,j,p,l(2n)≈αk,i,j,p,l(2n+1)=αk,i,j,p,l]]>βk,i,j,p,l(2n)≈βk,i,j,p,l(2n+1)=βk,i,j,p,l]]>[公式4]3.接收信号对上行链路，经历了公式3所描述的信道后，在接收端第j个天线的接收信号表示为rj(t)=2SΣk=1KΣi=12Σp=1PΣl=1Lak,i(t-tk,l-τk,i,j)ck,p(t-tk,l-τk,i,j)]]>·αk，i，j，p，lexp[j(2πfpt+θk，i，j，p，l)]+ηj(t) [公式5]其中，τk，i，j为用户k从第i个发射天线到第j个接收天线的传播时延。θk，i，j，p，l＝(βk，i，j，p，l-2πfptk，l-2πfpτk，i，j)mod2π为用户k第p个子载波第l径信号从第i个发射天线到第j(j＝1，…，J)个接收天线间的相移，ηj(t)表示加性高斯白噪声。
4.信号的解调不失一般性，假设用户k为期望用户，令τk，i，j＝0。对上述接收过程，在第j个接收天线上用户k的第p个载波第l径信号第n个符号的解扩与匹配滤波输出为yk,j,p,l(n)=1Tb∫nTb+tk,l(n+1)Tb+tk,lrj(t)exp(-j2πfpt)ck,p(t-tk,l)dt]]>[公式6]分别用γk，j，p，l，1(2n)，γk，j，p，l，2(2n)和γk，j，p，l，1(2n+1)，γk，j，p，l，2(2n+1)，表示在第j个接收天线上，用户k第p个载波第l径信号空时解码延时单元和共轭运算单元在两个连续符号周期的输出yk，j，p，l(2n)和(yk，j，p，l(2n+1))*的合并系数，空时解码合并采用最大比(MRC)合并准则。对本发明所采用的合并方案，用户k第2n和2n+1比特bk(2n)和bk(2n+1)的最终判决变量分别为Yk(2n)=Σj=1JΣp=1PΣl=1LRe{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n)}]]>[公式7]Yk(2n+1)=Σj=1JΣp=1PΣl=1LRe{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n+1)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n+1)}]]>[公式8]式中，(·)*表示复共轭。
对本发明空时解码合并所采用的最大比合并准则，合并系数γk，j，p，l，1(2n)，γk，j，p，l，2(2n)和γk，j，p，l，1(2n+1)，γk，j，p，l，2(2n+1)分别为γk,j,p,l,1(2n)=αk,1,j,p,lexp(-jθk,1,j,p,l)]]>γk,j,p,l,2(2n)=αk,2,j,p,lexp(jθk,2,j,p,l)]]>[公式9]和γk,j,p,l,1(2n+1)=αk,2,j,p,lexp(-jθk,2,j,p,l)]]>γk,j,p,l,2(2n+1)=αk,1,j,p,lexp(jθk,1,j,p,l)]]>[公式10]对所得到的最终判决变量进行BPSK解调后即得到期望用户k的信息数据。
本发明的有益效果本发明所提出的空时分组码MC-CDMA方案，由于是基于改进的MC-CDMA方案构建的，与原STBC-MC-CDMA方案相比，由于允许各子载波经历频率选择性衰落信道，从而从根本上消除了系统对切普周期和符号周期的内在限制，十分有利于高速无线数据传输的实现；其次，由于取消了原STBC-MC-CDMA方案串并变换环节，与原STBC-MC-CDMA方案相比，系统的子载波数降低了Q倍，十分有利于节约宝贵的频率资源，同时也有利于降低收发信机本身的复杂性和处理的复杂度；最后，由于对子载波的多径信号进行了时域合并，与原STBC-MC-CDMA方案相比，还获得了多径分集增益，显著地提高了系统的性能。
图1为空时分组码MC-CDMA系统上行链路任一用户k的发射过程图；图2为空时分组码MC-CDMA系统上行链路任一用户k的接收过程图；图3为误码率(BER)对Es/N0的仿真结果；图4为误码率(BER)对用户数的仿真结果；图5为系统的带宽效率对Es/N0的仿真结果；图6为空时解码合并分别采用最大比(MRC)合并和等增益(EGC)合并时误码率(BER)性能的仿真结果。
具体实施例方式
下面结合附图对本发明的方法加以详细说明。
参照图1的空时分组码MC-CDMA系统上行链路任一用户k的发射过程，具体步骤包括(1)任一用户k的信源10产生的二进制信号，经过BPSK调制11，产生数据流的两个连续信息比特bk(2n)和bk(2n+1)经2×2的正交空时分组编码12进行空时分组编码，空时分组编码的映射矩阵为ak,1(2n+1)ak,1(2n)ak,2(2n+1)ak,2(2n)=12-bk(2n+1)bk(2n)bk(2n)bk(2n+1)]]>其中，ak，i(2n)和ak，i(2n+1)(i＝1，2)分别表示第k个用户对应在第i个发射天线上两路数据流的第2n和2n+1个符号，将被分配在两个发射天线上分别发射；(2)用户k任一路的数据流ak，i(t)经过1P的复制13，形成P路相同的并行数据流；(3)复制后的P路并行数据流经过长度为P的扩频码的频域扩频14，频域扩频的切普周期取用户调制信号周期的整数倍分之一，即发射的符号周期为切普周期的整数倍，不同的用户采用不同的扩频码，得到用户k任一路p扩频后的信号为ak，i(t)ck，p(t)其中，ck，p(t)表示用户k任一路p对应的切普波形；(4)频域扩频后的P路并行信号经过快速付里叶逆变换15，将各路信号调制到相应的子载波上，得到用户k调制后任一子载波p上的信号为2Sak,i(t)ck,p(t)exp(j2πfpt)]]>其中，S为用户发射功率，fp为第p个子载波的载波频率；
(5)调制后P路子载波的信号经过相加16后在对应的天线上发射，用户k在第i个发射天线上发射的信号表示为sk,i(t)=2SΣp=1Pak,i(t)ck,p(t)exp(j2πfpt)]]>参照图2的空时分组码MC-CDMA系统上行链路任一用户k的接收过程，具体步骤包括(1)每个天线接收到的信号包括各用户、各发射天线的信号以及噪声的叠加，每一天线接收到的信号经过与发射端快速付里叶逆变换(IFFT)相对应的快速付里叶变换(FFT)21，恢复出各子载波上的信号，所恢复出的任一子载波p上的信号为rj(t)exp(-j2πfpt)其中，rj(t)为接收端第j个天线上的接收信号；(2)各子载波经历了频率选择性多径衰落信道后，每一子载波又都包含L径信号，每一用户每一子载波的每一径信号都经过与发射端对应的解扩与匹配滤波处理22，得到每一用户每一子载波每一径解扩后的信号，用户k任一子载波p任一径l上的解扩与匹配滤波处理后第n比特的信号为yk,j,p,l(n)=1Tb∫nTb+tk,l(n+1)Tb+tk,lrj(t)exp(-j2πfpt)ck,p(t-tk,l)dt]]>其中，tk，l是用户k任一径l的时延；(3)对得到的每一用户每一子载波每一径解扩后的信号都进行与发射端对应的空时解码23，空时解码包括一个延时单元、一个共轭运算单元和一个空时解码合并单元，其输出分别送入每一用户多径信号时域合并单元，用户k任一子载波p任一径l上信号空时解码两个连续比特2n和2n+1的输出信号分别为{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n)}]]>{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n+1)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n+1)}]]>其中，γk，j，p，l，1(2n)，γk，j，p，l，2(2n)和γk，j，p，l，1(2n+1)，γk，j，p，l，2(2n+1)，分别表示第j个天线接收的用户k第p个子载波第l径信号空时解码延时单元和共轭运算单元在两个连续符号2n和2n+1周期输出的合并系数，空时解码合并采用最大比合并，合并系数γk，j，p，l，1(2n)，γk，j，p，l，2(2n)和γk，j，p，l，1(2n+1)，γk，j，p，l，2(2n+1)，分别为γk,j,p,l,1(2n)=αk,1,j,p,lexp(-jθk,1,j,p,l)]]>γk,j,p,l,2(2n)=αk,2,j,p,lexp(jθk,2,j,p,l)]]>和γk,j,p,l,1(2n+1)=αk,2,j,p,lexp(-jθk,2,j,p,l)]]>γk,j,p,l,2(2n+1)=αk,1,j,p,lexp(jθk,1,j,p,l)]]>(4)对每一用户每一子载波每一径空时解码输出信号进行多径信号的时域合并24，得到时域合并后每一用户每一子载波的信号，用户k任一子载波p多径信号时域合并后两个连续比特2n和2n+1的输出信号分别为Σl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n)}]]>Σl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n)}]]>(5)对同一用户每一子载波多径时域合并后的信号再进行频域合并25，得到在每一个接收天线上每一用户解调后的信号，在接收天线j上用户k解调后两个连续比特2n和2n+1的输出信号分别为Σp=1PΣl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n)}]]>Σp=1PΣl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n+1)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n+1)}]]>(6)对同一用户在每一个接收天线上解调后的信号再进行空域合并26，得到用户信号的最终判决变量，用户k两个连续比特2n和2n+1的最终判决变量分别为Yk(2n)=Re{Σj=1JΣp=1PΣl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n)}}]]>Yk(2n+1)=Re{Σj=1JΣp=1PΣl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n+1)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n+1)}}]]>(7)对用户信号的最终判决变量进行BPSK解调27，恢复出用户的数据信号，即得到用户的信宿28。
为评价本发明一种空时分组码MC-CDMA系统上行链路发射与接收方法的性能，对2发射天线2接收天线下系统的BER性能和带宽效率进行了计算机仿真，并将结果与原STBC-MC-CDMA方案的BER性能和带宽效率进行了比较。为了进行比较，假设所提出的方案与原方案具有相同的带宽和数据速率，信道的多径功率分布为均匀分布，扩频码采用了Walsh-Hadamard码。定义符号能量为Es＝PSTb，误码率门限为10-3。
图3给出了当多径数目不同时及采用最大比合并时，采用32个子载波，调制信号周期为切普周期的16倍，用户数为8的条件下，BER性能对Es/N0的仿真结果；图4给出了当多径数目不同时及采用最大比合并时，采用32个子载波，调制信号周期为切普周期的16倍，Es/N0＝10dB的条件下，BER性能对用户数的仿真结果。从图3和图4中可清楚地看出，所提出的方案由于对多径信号采用了RAKE接收的合并技术，获得了多径分集增益，与原方案相比显著地提高了系统的性能。
图5给出了当载波数与多径数不同时，调制信号周期为切普周期的16倍，8个用户的条件下，系统的带宽效率对Es/N0的仿真结果。从图5可以看出载波数对带宽效率的影响很小，但多径数对系统的带宽效率则有显著的影响，即由于多径分集增益，所提出的方案显著地提高了系统的带宽效率或系统的容量。
图6给出了采用32个子载波，调制信号周期为切普周期的16倍，用户数为8的条件下，空时解码合并分别采用最大比合并和等增益合并时，所提方案BER性能的仿真结果。从图6可以看出，空时解码合并采用最大比合并时，系统的BER性能要明显优于采用等增益合并时系统的BER性能，因此，空时解码合并采用最大比合并更为合适。
权利要求
1.一种空时分组码MC-CDMA系统上行链路发射与接收方法，其特征在于任一用户k的发射与接收过程，包括以下步骤A.发射步骤(1)任一用户k的信源(10)产生的二进制信号，经过BPSK调制(11)，产生数据流的两个连续信息比特bk(2n)和bk(2n+1)经2×2的正交空时分组编码(12)进行空时分组编码，空时分组编码的映射矩阵为ak,1(2n+1)ak,1(2n)ak,2(2n+1)ak,2(2n)=12-bk(2n+1)bk(2n)bk(2n)bk(2n+1)]]>其中，ak，i(2n)和ak，i(2n+1)，i＝1，2，分别表示第k个用户对应在第i个发射天线上两路数据流的第2n和2n+1个符号，将被分配在两个发射天线上分别发射；(2)用户k任一路的数据流ak，i(t)经过1:P的复制(13)，形成P路相同的并行数据流；(3)复制后的P路并行数据流经过长度为P的扩频码的频域扩频(14)，频域扩频的切普周期取用户调制信号周期的整数倍分之一，即发射的符号周期为切普周期的整数倍，不同的用户采用不同的扩频码，得到用户k任一路p扩频后的信号为ak，i(t)ck，p(t)其中，ck，p(t)表示用户k一路p对应的切普波形；(4)频域扩频后的P路并行信号经过快速付里叶逆变换(15)，将各路信号调制到相应的子载波上，得到用户k调制后任一子载波p上的信号为2Sak,i(t)ck,p(t)exp(j2πfpt)]]>其中，S为用户发射功率，fp为第p个子载波的载波频率；(5)调制后P路子载波的信号经过相加(16)后在对应的天线上发射，用户k在第i个发射天线上发射的信号表示为sk,i(t)=2SΣp=1Pak,i(t)ck,p(t)exp(j2πfpt)]]>B.接收步骤(1)每个天线接收到的信号包括各用户、各发射天线的信号以及噪声的叠加，每一天线接收到的信号经过与发射端快速付里叶逆变换相对应的快速付里叶变换(21)，恢复出各子载波上的信号，所恢复出的任一子载波p上的信号为rj(t)exp(-j2πfpt)其中，rj(t)为接收端第j个天线上的接收信号；(2)各子载波经历了频率选择性多径衰落信道后，每一子载波又都包含L径信号，每一用户每一子载波的每一径信号都经过与发射端对应的解扩与匹配滤波处理(22)，得到每一用户每一子载波每一径解扩后的信号，用户k任一子载波p任一径l上的解扩与匹配滤波处理后第n比特的信号为yk,j,p,l(n)=1Tb∫nTb+tk,l(n+1)Tb+tk,lrj(t)exp(-j2πfpt)ck,p(t-tk,l)dt]]>其中，tk，l是用户k任一径l的时延；(3)对得到的每一用户每一子载波每一径解扩后的信号都进行与发射端对应的空时解码(23)，空时解码包括一个延时单元、一个共轭运算单元和一个空时解码合并单元，其输出分别送入每一用户多径信号时域合并单元，用户k任一子载波p任一径l上信号空时解码两个连续比特2n和2n+1的输出信号分别为{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n)}]]>{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n+1)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n+1)}]]>其中，γk，j，p，l，1(2n)，γk，j，p，l，2(2n)和γk，j，p，l，1(2n+1)，γk，j，p，l，2(2n+1)，分别表示第j个天线接收的用户k第p个子载波第l径信号空时解码延时单元和共轭运算单元在两个连续符号2n和2n+1周期输出的合并系数；(4)对每一用户每一子载波每一径空时解码输出信号进行多径信号的时域合并(24)，得到时域合并后每一用户每一子载波的信号，用户k任一子载波p多径信号时域合并后两个连续比特2n和2n+1的输出信号分别为Σl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n)}]]>Σl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n+1)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n+1)}]]>(5)对同一用户每一子载波多径时域合并后的信号再进行频域合并(25)，得到在每一个接收天线上每一用户解调后的信号，在接收天线j上用户k解调后两个连续比特2n和2n+1的输出信号分别为Σp=1PΣl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n)}]]>Σp=1PΣl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n+1)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n+1)}]]>(6)对同一用户在每一个接收天线上解调后的信号再进行空域合并(26)，得到用户信号的最终判决变量，用户k两个连续比特2n和2n+l的最终判决变量分别为Yk(2n)=Re{Σj=1JΣp=1PΣl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n)}}]]>Yk(2n+1)=Re{Σj=1JΣp=1PΣl=1L{yk,j,p,l(2n)γk,j,p,l,1(2n+1)+(yk,j,p,l(2n+1))*γk,j,p,l,2(2n+1)}}]]>(7)对用户信号的最终判决变量进行BPSK解调(27)，恢复出用户的数据信号，即得到用户的信宿(28)。
2.根据权利要求1所述一种空时分组码MC-CDMA系统上行链路发射与接收方法，其特征在于接收步骤(3)对用户k第p个子载波第l径信号空时解码延时单元和共轭运算单元在两个连续符号2n和2n+1周期输出的合并采用最大比合并，合并系数γk，j，p，l，1(2n)，γk，j，p，l，2(2n)，和γk，j，p，l，1(2n+1)，γk，j，p，l，2(2n+1)，分别为γk,j,p,l,1(2n)=αk,1,j,p,lexp(-jθk,1,j,p,l)]]>γk,j,p,l,2(2n)=αk,2,j,p,lexp(-jθk,2,j,p,l)]]>γk,j,p,l,1(2n+1)=αk,2,j,p,lexp(-jθk,2,j,p,l)]]>γk,j,p,l,2(2n+1)=αk,1,j,p,lexp(-jθk,1,j,p,l)]]>
全文摘要
一种空时分组码MC－CDMA系统上行链路发射与接收方法包括以下步骤发射步骤，每个用户的数据流经过2×2的正交空时分组编码，数据流被分成两路；每一路的数据流经过复制，形成P路并行数据流；对并行数据流进行频域扩频，发射的符号周期为切普周期的整数倍；进行快速付里叶逆变换；相加后发射；接收步骤，对每一天线接收到的信号进行快速付里叶变换；对每一用户每一子载波每一径的信号进行解扩与匹配滤波处理；然后进行空时解码；之后进行多径信号的时域合并；对多径合并后的信号进行频域合并；再进行空域合并，得到用户信号的最终判决变量；进行BPSK解调，恢复出用户的数据信号。与原STBC－MC－CDMA方案相比，该方法显著提高了系统的性能。
文档编号H04L27/22GK1794607SQ20051013070
公开日2006年6月28日 申请日期2005年12月22日 优先权日2005年12月22日
发明者杨维, 李航, 尤肖虎 申请人:北京交通大学