专利名称：不连贯脉冲沿相关的制作方法
技术领域：
本发明总体上涉及直接序列扩频(DSSS)码分多址(CDMA)测距系统中的多径抑制，但是也可应用于其它类型的测距信号和通信系统。
背景技术：
无线电导航信号被用于测量发射机天线与接收机天线之间的距离。在很多环境中，所发射的无线电导航信号被发射机和/或接收机天线周围的、和/或沿传输路径的物体反射。在这种环境中，最终接收的无线电导航测距信号是包括反射信号和希望的直射信号在内的所有无线电导航测距信号的组合。多个无线电导航测距信号的这种组合称为多径，其破坏无线电导航测距信号，并因此降低距离测量的精确度。多径是无线电导航系统中的重要的误差源。
直接序列扩频码分多址无线电导航信号，一种通用无线电导航结构是直接序列扩频(DSSS)码分多址(CDMA)。诸如全球定位系统(GPS)、所提议的伽利略系统、以及俄罗斯建立的GLONASS系统的无线电导航系统都使用DSSS CDMA无线电导航信号。利用DSSSCDMA信号，发射信号是连续的、非脉冲调制的，并且在生成无线电导航信号期间被发射机中的数字扩频序列所扩频。如果与所发射的无线电导航信号时间对准地向输入信号施加相同的数字扩频序列，则知道该数字扩频序列的接收机然后就能够解扩该无线电导航信号。即，在接收机中施加给无线电导航信号的数字扩频序列在接收信号中被施加的位置必须与在发射机中施加给信号的位置相同。就时间而言，这意指在接收机中施加数字扩频序列的时间与在发射机中施加的针对飞行时间(flight time)修正之后的时间相同。
利用数字扩频序列对无线电导航信号的数字表示进行调制。无线电导航信号被接收天线接收，然后被转换成数字信号。典型的无线电导航接收机将信号从射频(RF)转换成中频(IF)。然后利用模数转换器(ADC)对该信号进行采样，以提供无线电导航信号的数字表示或数字采样。对于将数字扩频序列施加到接收信号，存在很多数学处理，诸如相关、卷积、匹配滤波和快速傅立叶变换(FFT)。为了对本发明进行说明，对于将数字扩频序列施加到接收无线电导航信号的所有数学处理而言，术语相关是上位的。
必须在针对飞行时间修正之后的发射时间处将数字扩频序列施加到接收的无线电导航信号，以正确地恢复由发射机产生的无线电导航信号。然而，在测距系统中，飞行时间一般是未知的。因此，接收机必须仔细搜索数字扩频序列的可能的时间偏移以找到精确的时间偏移，该时间偏移使得发射机中产生的原始无线电导航信号正确地恢复。在该搜索过程中，只有当数字扩频序列在时间上对准到加或减该数字扩频序列的一个(1)元素或码片的范围内时，该恢复的无线电导航信号才可用。在接收机时间对准的正或负该一个(1)码片的范围之外，所得的恢复信号不是发射机所产生的原始无线电导航信号，而是噪声。当在接收机时间对准的正或负该一个(1)码片的范围内时，所恢复的无线电导航信号的功率以已知的模式在所述两个码片的有效范围内变化。对于相关性数学处理，穿过两个码片跨度的恢复无线电导航信号的功率被称为自相关响应函数，或简单地称为相关响应函数。
当对未被破坏的、整个带宽的CDMA信号进行相关时，时域的相关响应函数基本为三角形。三角形的峰值，或相关响应函数的最大值被接收机解释为接收机获得无线电导航测距信号的时间的直接测量。相关响应函数的形状由接收机的滤波和采样能力以及由背景噪声(noise floor)来控制。增加滤波会使三角形的顶部变圆，并且减小跨越底部的宽度。接收机中受限的采样能力和全部背景噪声使相关响应函数三角形形状受噪声影响。这些效应中任一个都不改变最大相关响应函数功率的位置。
多径对于相关响应函数的影响会使响应函数失真，通常涉及在时间方面使相关响应的最大值移动，由此产生最终距离测量方面的误差。多径失真还可以增大或减小相关响应函数的幅度、增大或减小相关响应函数的时间跨度、和/或改变相关响应函数的形状。
无线电导航测距信号的最佳时间延迟测量是相关响应函数的峰值或最大值。确定确切的峰值功率要求对输入无线电导航测距信号的接收时间有确切的了解，以使得在确切的最大时间延迟位置布置相关响应函数功率检测器。为了避免该问题，一般的GPS接收机在相对于峰值早或晚半个码片的定时处进行功率测量。码跟踪环对相关响应函数上的这两个时间延迟位置之间的功率进行平衡，从而提供对峰值的估计作为相关响应函数中早平衡的功率测量与晚平衡的功率测量之间的中间状态。这些相关响应函数功率测量的间隔可以不同于上述的+/-半个码片。某些接收机使用较窄的间隔，例如+/-0.1个码片。然而，对早和晚相关响应函数功率之间的功率进行平衡的基本功能是相同的。该技术有效地查找相关响应函数的形心，并使用该形心作为最大相关功率的估计，并因此形成距离估计的基础。
当由于多径使相关响应失真时，由于沿相关响应函数的功率测量中的失真而使得所估计的相关响应峰值是错误的。当功率测量失真时，码跟踪环试图平衡两个不正确的功率估计之间的功率，因此错误地识别无多径的相关峰值。
为了例示的目的，图1示出了现有技术的针对理想CDMA无线电导航信号的两个相关响应函数，其包括a)理论上的、未经滤波的相关响应函数101，和b)典型导航接收机的实际的、经滤波的相关响应函数102。所接收的相关响应函数的中心104与未滤波的理论上的相关响应函数的中心103在相同的时间延迟位置。图2示出了与图1相同的两个相关响应；然而，在该情况下的接收信号在相对于直射信号的-6dB处具有相同的直射信号加上0.5码片延时的多径信号。对于在图1和图2中的描述，理论上的曲线没有数据噪声，具有优良的码校准，并且未对接收信号滤波。观察到的实际的曲线具有数据噪声以及有两边的20MHz的滤波器带宽。从图2清楚看到，根据相关响应函数的平衡功率测量所导出的最后的距离测量将被接收信号的多径分量所破坏。
传统的DSSS CDMA无线电和无线电导航系统，诸如GPS，连续地使用广播信号。因此，直射和多径信号都连续地出现在相关处理所使用的采样中。在连续信号的情况下，不提供从直射分量分离出广播无线电导航信号的多径分量。已经提出了在DSSS CDMA无线电导航系统中用于多径抑制的各种技术。一种这样的现有技术系统改变对相关响应函数功率测量的相对位置(Pseudorandom Noise RangingReceiver Which Compensates for Multipath Distortion byDynamically Adjusting the Time Delay Spacing Between Early andLate Correlators，Fenton et al.，US Pat 5,390,270，February 14，1995)。然而，该技术要求大的接收机带宽来正确地操作，并且不能基于如图2所示的在相关响应函数上的功率测量位置，从所希望的直射信号中分离出多径。另一常用的多径抑制技术使用相关后信噪比(Axelrad，P.，C.J.Comp，and P.F.MacDoran，“SNR Based Multipath ErrorCorrection for GPS Differential Phase，”IEEE Transactions onAerospace & Electronic Systems，in press)，该方法也不能够基于如图2所示的在相关响应函数上的功率测量位置，从所希望的直射信号中分离出多径。另一种方法使用响应函数功率估计的相关后均衡加权，以提炼诸如在瑞克解调器中实现的最佳时间延迟测量(Proakis，Digital Communications，Forth edition，McGraw-hill，2001)。然而，该技术要求复杂的接收机电路来正确地操作，并且还不能够根据如图2所示的在相关响应函数上的功率测量位置，从所希望的直射信号中分离出多径。所有这些现有技术的多径抑制技术依赖于在信号已经进入相关处理之后使多径信号的影响最小化。如图2所示，依赖于相关后功率响应的技术将受连续多径的破坏。显然，通过改变相关后功率响应测量的相对位置并不可能将图2的多径干扰的信号与图1的仅直射的信号区分开。
使用经脉冲调制的信号的无线电导航系统脉冲被定义为具有有限期间的电磁能量的突发。经脉冲调制的无线电导航信号包括信号出现的周期，以及其中发射机基本不发射输出功率并因此没有信号出现的周期。
以前的关于伪卫星(pseudolite)的工作(产生与GPS卫星信号的信号结构类似的基于地面的发射机)使用了相对于相关时间具有较长时间范围的脉冲调制方案。例如，1986年的Radio TechnicalCommission for Maritime(RTCM)提议(Parkinson et al.，GlobalPositioning SytemTheory and Application，Vol II，AlAA Press，1996)对针对伪地址的常用脉冲调制方案进行了定义。在该脉冲调制方案中，将每个完整的码周期划分成十一个(11)时隙。由于针对GPSC/A进行设计，所以该脉冲调制方案导致连续发射1023个码片的序列中的93个码片，而在剩余的码片期间则保持静止。在下一个1023个码片的周期，将广播不同的93个码片的序列。所述93个广播码片的位置随已知伪随机模式而改变。该脉冲调制方案被用于使所谓的远近问题的影响最小化。尽管该脉冲调制方案减小了远近问题的影响，但是并没有提供多径抑制。
基于脉冲的、诸如超宽带(UWB)的无线电导航信号使用脉冲调制方案来抑制多径(Full Duplex Ultrawide-Band CommunicationSystem and Method，Fullerton，US Pat 5,687,169，Nov.11，1997 orTime-of-flight Radio Location System，McEwan，US Pat 5,661,490，August 26，1997)。UWB系统广播短脉冲，并提供通信和振铃能力。然而，正如其名称所暗示的，UWB系统基于一个或多个较大的无线电频谱域来传播脉冲中的广播能量。针对UWB的测距算法的核心是通过测量无线电导航信号的RF分量中的接收能量来检测发射脉冲的前沿。
对脉冲的前沿的精确检测需要非常宽的带宽。典型的UWB系统使用1GHz的带宽。与诸如一般仅使用在2与20MHz之间的诸如GPS这样的DSSS CDMA系统相比，该带宽是非常宽的。对于经脉冲调制的信号，脉冲的前沿的上升时间与带宽成正比。对于宽带宽信号，脉冲的上升时间短，使得在接收脉冲上升时的精确定时在预定阈值之上。因此可以精确地确定距离。对于带宽受限的经脉冲调制的信号，上升时间相对长，导致在脉冲的前沿中观察到的功率逐渐增加。由于功率逐渐增加，所以精确地确定脉冲的确切开始是不可实现的。
由Aetherwire开发的另选UWB技术(Spread SpectrumLocalizers，Fleming et al.，US Pat.6,400,754，June 4，2002)利用直接序列CDMA(DS-CDMA)提供根据CDMA处理的处理增益。由Fleming描述的CDMA处理提供了导航接收机，该导航接收机具有以类似于针对GPS的上述方式、根据DS-CDMA信号的飞行时间来计算距离测量的能力。该方法还进一步去除了检测脉冲前沿的限制。然而，UWB的非常大的带宽要求使得该技术在很多测距应用中不可实现。另外，Fleming的优选实施例的脉冲调制模式使用10毫微秒码片长度和1024码片的码片序列，这使得总的接收时间是约10毫秒。脉冲调制模式的这种形式不允许有足够的时间用于在开始发射后续码片之前使多径消失。
CDMA无线电导航中的现有技术的多径抑制技术依赖于连续或经脉冲调制的信号的连续相关，从而在相关响应函数中包括有多径分量。这些现有技术在本质上受限，因为在相关处理期间希望的直射信号和不希望的多径信号是结合在一起的，因此变得难以在相关后处理中分离。利用脉冲前沿的检测来确定距离的现有技术的无线电导航系统要求大的信号带宽来提供精确的距离测量。这是由于在接收脉冲中要求快速的上升时间。
显然，需要一种无线电导航系统，其能够抑制多径对测距信号的不利影响，但是不要求(a)大范围的无线电频谱，(b)大的接收机带宽，或者(c)相关后功率响应解释。本发明通过在相关处理之前从不希望的多径信号中数字地分离出希望的直射信号，实现了这些希望的目标。这是在无需专用天线或者由DSSS CDMA无线电导航系统一般使用的带宽之外的另外带宽的情况下实现的。
发明内容
本发明的目的是提供如下一种系统和方法，用于进行CDMADSSS无线电导航系统接收机中的距离估计，以使得在相关之前抑制距离估计的多径分量。
本发明的另一目的是提供如下一种系统和方法，用于广播经脉冲调制的CDMA DSSS无线电导航信号，以使得无线电导航信号的多个部分基本不受多径影响。
本发明的另一目的是提供如下一种系统和方法，用于广播经脉冲调制的无线电导航信号，以使得经脉冲调制的无线电导航信号被作为连续信号处理。
本发明的另一目的是提供如下一种系统和方法，用于分离所接收的无线电导航信号的数字采样，以使得基本上被多径破坏的采样被按照与基本上未受多径影响的信号分离地方式处理。
本发明的另一目的是提供一种如下系统和方法，用于与经脉冲调制的无线电导航信号同步地处理无线电导航接收机中的无线电导航信号的数字采样。本发明的另一目的是提供一种系统和方法，用于根据在与所接收的经脉冲调制的无线电导航信号同步地处理数字采样时的无线电导航接收机内的数字采样的分离处理，来估计多个单独的码延迟。
本发明的另一目的是提供一种用于在带宽有限接收机中提供多径抑制的系统和方法。
本发明的另一目的是提供一种用于根据只从经脉冲调制的CDMA DSSS无线电导航信号的前沿导出的相关性来产生距离估计的系统和方法。
本发明的另一目的是提供一种用于在无需专用天线的情况下在带宽有限接收机中提供多径抑制的系统和方法。
本发明公开了一种用于抑制DSSS CDMA无线电导航信号中的多径的系统和方法，包括a)将快速脉冲调制模式从发射装置发射到对发射信号进行采样的位置接收机，b)将接收的采样进行分离并将基于采样的相关累加值存储到与接收脉冲调制模式同步的独立二进制位中，c)采用逻辑判决处理，以确定与接收脉冲的前沿相关联的累加二进制位，并且d)根据与接收脉冲的前沿相关联的相关累加二进制位来产生距离估计。
图1针对通过理想的无限带宽接收机处理的理想的DSSS CDMA无线电导航信号、以及通过有限带宽接收机处理的相同的理想的DSSSCDMA无线电导航信号，示出了现有技术的作为码延迟定时函数的自相关响应。
图2针对由延迟了半个码片且低于直射信号6dB的单个多径信号破坏的理想DSSS CDMA无线电导航信号，示出了现有技术的作为码延迟定时函数的自相关响应。通过有限带宽接收机来处理针对该受多径破坏的信号的相关响应函数。
图3示出了在本发明的无线电导航信号接收机中采用的多个数字采样的定时之间的关系，其中采样间隔与所接收的经脉冲调制的无线电导航信号的脉冲调制速率同步。还示出了所接收的经脉冲调制的无线电导航信号脉冲调制模式、相关处理、以及用于将数字采样分离成与脉冲调制模式同步的二进制位的多个相关累加二进制位。
图4示出了在本发明的无线电导航信号接收机中采用的多个数字采样的定时之间的关系，其中采样间隔与所接收的经脉冲调制的无线电导航信号的脉冲速率不同步。还示出了所接收的经脉冲调制的无线电导航信号脉冲调制模式、相关处理、接收机脉冲定时器标记、以及用于将数字采样分离成与脉冲调制模式同步的二进制位的多个相关累加二进制位。
图5示出了使用有限带宽的DSSS CDMA经脉冲调制的无线电导航信号的本发明的次采样自相关响应函数。
系统和方法本发明公开了发射DSSS CDMA信号的短、快脉冲，以在脉冲之间设置时间，以使得在开始随后的脉冲之前使多径信号消失。短、快脉冲使得无线电导航接收机接收短脉冲列(train)，并将其当作连续的DSSS CDMA信号，但是仍然在脉冲之间提供静止时间段，多径分量在该时间段中可以消失。本发明进一步分离所接收的、提供给相关处理的采样，以使得各个脉冲周期中与各个脉冲的前沿相关联的采样独立于后面出现的、因此更容易受多径破坏的影响的那些采样而单独处理。将短脉冲作为连续的采样流进行处理，连续的采样流提供了与出现在连续广播DSSS CDMA信号中的DSSS CDMA信号相同的优点。
脉冲调制方案在优选实施例中，使用一个(1)码片接通且两个(2)码片关闭的脉冲调制方案来说明本发明。为了例示该脉冲调制方案，选择10M码片/秒的码片速率。因此，脉冲持续时间是大约100毫微秒(约30米)，随后是200毫微秒的静止时间段。在所述两码片静止时间期间，从所述一个码片脉冲的任何反射产生的多径信号消退。相关处理的特性抑制了长于1.5码片的多径信号。因此，两码片静止时间段使得有足够时间来使短多径(即，小于1.5码片)消失。相关处理将抵制延迟长于两个码片的多径信号。另选的实施例使用伪随机脉冲调制方案来抑制可能从一个码片接通、两个码片关闭的模式产生的任何调制影响。该伪随机脉冲调制模式将在两个脉冲之间保持足够的静止时间，以使得在随后的脉冲开始之前短多径信号分量消失。其它的脉冲调制和码片化方案，诸如那些与码片模式不同步的脉冲调制和码片化方案，也可以被采用，并且它们落入本发明的宽范围和领域内。
前沿和采样处理本发明与接收的经脉冲调制的信号的定时同步地分离无线电导航接收机中的接收数据采样和相关累加值。当与接收脉冲调制模式同步地分离数据采样和相关累加值时，可以独立于接收信号的剩余部分来处理接收脉冲的前沿。与接收脉冲的剩余部分或者发生在该脉冲接收结束之后的纯粹多径信号相比，接收脉冲的前沿不易被多径破坏。因此，在脉冲周期期间，从前沿采样导出的距离估计比后面出现的采样更不易受多径干扰小。
本发明的相关处理对相关功率响应值进行累加，并将其存储成多个相关处理累加二进制位(bin)。每个相关处理累加二进制位与所接收的脉冲调制模式都有特定的定时关系。这与将所有相关结果进行累加并存储在单个二进制位中的传统相关处理相反。在传统的相关处理和本发明中，都是将接收的无线电导航信号转换成数字采样流，并且利用数字扩频序列来调制这些数字采样。在传统的相关处理中，将最终调制的数字采样与数字扩频序列加在一起，并将结果存储在相关处理累加二进制位中。该调制和累加随收集每个数字采样而按序发生，或者在收集多个数字采样之后发生。在传统的相关处理中的共同因素是独立于所接收的数字采样的相对定时，利用数字扩频序列调制数字采样的结果都被累加到单个相关处理累加二进制位中。利用本发明的脉冲调制传输，每个数字采样都具有不同的直射和多径信号内容。因此，基于脉冲调制模式的相对位置来在相关处理中分离数字采样提供了分析这些不同内容的方法。
现在参照图3，示出了本发明的相关处理的例示性示例，其中将两个脉冲300和313表示成时间函数。脉冲300和301是所发射的脉冲的接通/关闭定时，不是数字扩频序列产生的码片模式。该图例示了优选实施例的一个(1)码片接通且两个(2)码片关闭的模式。此外，为了利用10.023M码片/秒的DSSS CDMA码片速率以及10M脉冲/秒的脉冲速率来处理接收的无线电导航信号，优选实施例的接收机被配置成提供70M采样/秒的采样速率。因此，对于在图3所示的脉冲300、313上的每一个完整的一个(1)码片，接收机产生七个(7)数字采样。在相对于脉冲调制模式的接收时间序列中示出了这些数字采样，并且对于脉冲300，将这些数字采样编号为301、302、303、304、305、306和307。以沿着例示的信号线的、并在图3中指示为“根据ADC的数据采样”的圆点的方式例示了从接收信号中提取的所有采样。在图3中例示的示例中，在整个采样流中，采样301、308和314对应于脉冲的开始，采样302、309和315对应于脉冲的第二个采样，采样303、310和316对应于脉冲的第三个采样。采样307对应于脉冲300的最后一个采样。此外，在例示的包含有采样317、320、318、327、312、319和321的时间线上的所有采样对应于脉冲之间的静止时间。
采样317是用于将输入采样分离成与脉冲调制模式同步的相关处理累加二进制位的任意起始时间和数据采样。因此，采样317累加到次采样1相关处理累加二进制位322中，采样320累加到次采样2相关处理累加二进制位323中，并且继续完成该序列，其中该序列中的第五个采样，即采样302累加到次采样5相关处理累加二进制位324中，该序列中的第六个采样，即采样303累加到次采样6相关处理累加二进制位325中，该序列中的第七个采样，即采样304累加到次采样7相关处理累加二进制位326中。该序列中的与脉冲调制模式同步的下一采样，即采样318，是下一个序列的七个采样中的第一个采样。该采样318具有与采样317相同的相对于脉冲调制模式的定时，并因此累加到次采样1相关处理累加二进制位322中。具有与采样317相同的相对于脉冲调制模式的定时的所有采样(在该示例中例示了采样318和319)都累加到次采样1相关处理累加二进制位322中。
类似地·次采样2相关处理累加二进制位323累加所有具有与采样320相同的相对于脉冲调制模式的定时(在该示例中例示了采样327和321)；·次采样5相关处理累加二进制位324累加所有具有与采样302相同的相对于脉冲调制模式的定时(在该示例中例示了采样309和315)；·次采样6相关处理累加二进制位325累加所有具有与采样303相同的相对于脉冲调制模式的定时(在该示例中例示了采样310和316)；
·次采样7相关处理累加二进制位326累加所有具有与采样304相同的相对于脉冲调制模式的定时(在该示例中例示了采样311)；等等。
本发明的相关处理可以使用各种方法进行累加并将累加值存储在经次采样的相关累加二进制位中。例如，如果脉冲的位置已知，诸如在以上的示例中，就不需要处理所接收的脉冲的前沿之后的采样了。在另外的实施例中，相关处理可以在第一相关累加时间期间累加第一采样定时301，在第二相关累加时间期间累加第二采样定时302，并且继续获取采样以用于预定数量个二进制位。优选实施例详细描述了以基本是每码片七个(7)采样的采样速率使用七个(7)累加二进制位。在优选脉冲调制方案中，具有一个码片的脉冲信号，同时在两个脉冲接通的码片之间存在两个码片的静止时间。替代累加优选的七个(7)二进制位，接收机另选地可以通过在优选实施例中详细描述的七个(7)二进制位之外继续累加模式，来累加任何数量个二进制位。在另选实施例中，接收机可以累加21个二进制位，以提供针对整个脉冲调制模式的相关响应函数的全部采样。在再一个实施例中，接收机可以累加比优选实施例中详细描述的七个(7)二进制位更少的二进制位。其它相关和累加方法落入本发明的宽范围和领域内。
相对于脉冲调制模式的采样定时在本发明的优选实施例中，导航接收机的采样速率并不是图3所示情况的发射脉冲速率的整数倍。优选的采样速率是脉冲速率加上引起采样相对于接收脉冲的滑动(slide)的小数分量相加之后的整数倍。采样相对于接收脉冲的滑动减小了任何折叠效应(aliasing effect)，如果所有的采样在相对于接收脉冲的完全相同的时间发生，就会出现该折叠效应。因此，采样速率与脉冲速率的比例取决于脉冲长度。采样速率相对于脉冲速率的偏移引起采样位置沿脉冲流而变化。例如，在如图3所例示的10M脉冲/秒的系统中，采样速率与脉冲速率相比的小数分量是每10,000个脉冲中的额外的1个采样。也可以使用其它采样速率与脉冲速率比例。例如，对于1,000至10,000的码长，在每1,000个脉冲中的1个额外采样也产生相对偏移量。因此，在优选实施例中，如果名义上的采样速率是每个脉冲7个采样，则优选采样速率被调整为每个脉冲在7.0001至7.001之间的速率。对于较慢的脉冲速率，要求采样速率与脉冲速率之间的较高的小数偏移量以在积分时间段期间沿脉冲改变采样位置。
在优选实施例中，采样速率与脉冲速率不同步，因此采样不同步于脉冲调制模式。然而，相关累加值保持与脉冲调制模式同步。利用接收机中的被编程为已知的发射机脉冲速率的定时器来实现该同步。在定时器截止时，接收机发布脉冲时间标记，用于提供已知的发射机脉冲速率与接收机时钟之间的基准。接收机脉冲时间标记用于利用未知的、但相对于接收脉冲是恒定的偏移量来分配相关和累加二进制位。
参照图4，数字采样与图3的情况的脉冲调制模式不再同步。在下一脉冲位置404处，第一个脉冲位置401相对于数据采样402和403以及脉冲405和406附近的数据采样而变化。在数据采样407和408之间的脉冲位置414存在进一步的变化。第一接收机脉冲时间标记被表示为409。尽管该接收机脉冲时间标记409的绝对位置相对于第一脉冲位置401是未知的，但是这两个事件409和401的相对定时是恒定的。对于该示例，接收机脉冲时间标记409被设置在比脉冲401、404和414中每一个提前约三个数据采样。尽管相对于接收机脉冲时间标记409和脉冲位置401的数据采样对准是变化的，但是接收机脉冲时间标记409和脉冲位置401之间的对准保持恒定。对于该示例，接收机脉冲时间标记409之后的第一个数据采样被累加到次采样1累加二进制位412中。对各个随后的采样进行处理，并将相关累加值置入随后的与该内部时间标记有关的相关和累加二进制位中。
A Priori定时估计在优选实施例中，传统的相关处理用于获得近似的码延迟定时以及近似获知脉冲调制模式。尽管对码延迟定时和脉冲调制模式的这些估计受多径破坏，对码延迟定时的粗略估计仍然可以进行到脉冲调制模式的+/-1.5个码片范围内。码延迟定时的粗略估计随后被用作次采样相关处理的输入，以设置码延迟定时的初始值。诸如次采样相关搜索或原脉冲搜索的用于获得码延迟定时估计和获知脉冲调制模式的其它方法落入本发明的宽范围和领域内。
一般，不可能将接收机时间标记脉冲与所接收的脉冲调制模式精确地同步。与所接收的脉冲调制模式的同步仅与到发射机的距离估计一样准确。对脉冲调制模式的准确获知要求对到发射机的距离的准确获知。一般在计算准确的位置之前，在定位装置中，到发射机的距离是未知的。因此，要求搜索脉冲的前沿。该搜索包括次采样相关处理器在与该无线电导航接收机脉冲时间标记相关的单独的累加二进制位中累加多个采样定时；每个累加二进制位代表可能的接收脉冲前沿。再次参照图3，对该例示示例的采样定时进行选择以使得最前面的几个采样发生在脉冲开始之前。使用传统的相关技术，首先确定接收脉冲调制模式的前沿的近似定时，然后该近似定时可以对于与所接收的脉冲调制模式相关的无线电导航接收机时间标记提供粗略的设置。在图3的示例中，无线电导航接收机时间标记定时器被设置为使得在比接收脉冲提前约三个(3)脉冲处初始化时间标记。根据对时间标记相关累加二进制位结果的设置，逻辑判决处理确定正确的、或者概率最大的脉冲前沿采样设置。通常，接收机时间标记的布置必须基于对码延迟定时的粗略估计的不确定性来设置。
逻辑判决处理逻辑判决处理确定与所接收的脉冲前沿相对应的相关累加二进制位。在优选实施例中，判决处理利用来自各个相关累加定时二进制位的累加功率值。然而，也可以使用诸如信噪比、对环累加值进行跟踪的同相和正交(I&Q)跟踪环载波、对环测量进行跟踪的伪随机码、以及接收机中可用的类似数据这样的其它测量参数，并且这些测量参数落入本发明的宽范围和领域内。
参照图5，示出了根据本发明的7个次采样相关响应函数502、503、504、505、506、507和508连同传统的相关响应函数501的例示性示例。相关响应函数501是没有滤波或数据噪声的理论上的传统相关响应。如在优选实施例中所述的，利用20MHz带宽滤波器对次采样相关响应函数502、503、504、505、506、507和508进行滤波，并且该信号被噪声和多径两者破坏。将理论上的响应函数501和次采样相关响应函数502、503、504、505、506、507及508按照比例进行绘图，使得所有这些函数在同一绘图上清楚可见。次采样相关响应函数502、503、504、505、506、507及508与传统的相关响应函数501的区别在于它们是平坦的，在时间维上功率是恒定的，而不是在最大相关值处具有峰值功率的三角形形状。次采样相关响应函数502、503、504、505、506、507及508是传统的相关响应函数501的分解结果。参照传统的相关响应函数501的前沿，显然，次采样相关响应函数502、503、504、505、506、507及508的总和将产生传统的相关响应函数。如果在传统的相关响应函数的后沿处进一步示出次采样相关响应函数，则这些次采样相关响应函数的总和为传统的相关响应函数。
在图5的示例中，逻辑判决处理比较七个(7)次采样相关和累加响应函数502、503、504、505、506、507及508，以选择与接收脉冲前沿相对应的次采样相关响应。使用传统的相关处理中的接收脉冲定时的a priori估计，将接收机脉冲时间标记对准为使得在估计接收脉冲前沿之前额定出现三个(3)相关累加二进制位，并且剩余的四个(4)相关累加二进制位出现在所接收的脉冲前沿之后。在优选实施例中，在所接收的脉冲前沿周围的七个(7)采样被处理成它们相应的相关累加二进制位。另选实施例根据具体应用、环境、以及接收机测量和脉冲质量，改变确保所接收的脉冲前沿被观察到所要求的相关和累加二进制位的数量。例如，在低多径环境中，其中已知码延迟定时的粗略估计在四分之一码片范围内，将不需要全部七个(7)次采样相关累加二进制位。而是，仅需要三个(3)或四个(4)二进制位。此外，如果与码延迟定时的粗略估计相比，接收机时钟不确定性较大，则除针对优选实施例描述的七个(7)次采样相关累加二进制位之外还需要额外的采样。
在优选实施例中，一组比较标准是根据与无线电导航接收机脉冲时间标记有关的累加二进制位相关功率和位置来建立的。例如，期望前沿相关累加二进制位的功率值比前面的相关累加二进制位功率值高出一定比率，因为前面的相关累加二进制位是根据仅包含噪声的采样来累加的。对于图5所例示的结果，次采样相关功率响应曲线505与前沿的采样定时相对应。在脉冲前沿处的次采样相关功率响应510比前面的仅噪声的次采样相关功率响应曲线504高约3.5dB。另外，如图5所示，期望随后的次采样相关功率响应曲线506比前沿采样相关功率响应曲线505高。相关功率的增大是由于对带宽受限信号的接收而引起的滤波效应导致的，因此建立了倾斜向上的脉冲。这导致当开始发射脉冲时，信号在功率方面增大。
其它逻辑处理和判决标准能够建立脉冲边缘上的第一个次采样，诸如设置特定的信噪(SNR)比阈值、处理载波跟踪环同相和正交(I&Q)数据，处理伪随机码跟踪环测量、或者处理接收机中的可用的类似数据。当相对于利用不同接收机结构接收的、来自不同类型的发射机的真实数据信号进行校准的时候，也可以改变判决标准。此外，当针对一般的或特定的多径内容而观察到特定的环境和信号时，可以在接收机中动态地调整对前沿相关和累加二进制位进行选择的处理。然后使用与所接收的脉冲调制模式的前沿的最好估计相对应的相关累加二进制位来估计距离测量。
根据前沿采样相关累加结果的伪距离测量一旦前沿次采样相关和累加二进制位被确定，就可以确定基于该相关累加二进制位的距离估计。在优选实施例中，数据匹配算法对高地(plateau)的边缘，即图5的元素510进行估计，以确定距离测量。该高地边缘是从次采样相关功率响应505导出的距离测量的基础。在优选实施例中，数据匹配算法使用子采样相关响应的上升沿上的采样点，以及相关相应的最大值。在优选实施例中，传统的早0.5码片和晚0.5码片的跟踪臂被用于获得两个所要求的采样点。在又一实施例中，早、晚和准时跟踪臂的组合可用于所要求的采样点。在再一实施例中，使用诸如0.1码片的窄跟踪臂间隔或非均衡跟踪臂间隔。对于优选实施例，根据被给出各种信号状况的多个次采样相关响应曲线的Monte-Carlo仿真，对次采样相关响应的前沿的斜度进行校准。其它的用于根据次采样响应函数来确定距离的技术，诸如实验室的实验、现场认定、以及数学建模都落入本发明的宽范围和领域内。
再次参照图5，在根据脉冲的前沿导出的距离估计510与传统上用作距离估计基础的、传统相关响应的最大响应511之间存在有系统偏差509。在优选实施例中，该偏差被校准并在接收机中被保持为恒量。可选地，可以连续地对该差向建模。
在图5中，示出了利用每码片7.001个采样的码片速率的该技术的相关累加二进制位值和被次采样的响应函数。在该例示性示例中的多径与在-6dBm处有0.5码片延迟的图2中所示的一样。与根据传统的指定间距相关方法(tap spacing correlation method)的2-3米的距离估计误差相比，使用本发明的次采样相关累加二进制位技术，对于该多径环境的距离估计误差是2cm，因此，相对于现有技术的方法给出了重大的改进。
当然，虽然上面给出了本发明的例示性示例，但是所有这些及其它修改和变型对于本领域的技术人员都是显而易见的，都被认为落入了本发明的宽范围和领域内，如同在此阐述一样。
权利要求
1.一种在无线电导航接收机中抑制多径的方法，该方法包括a)将快速脉冲调制模式从发射装置发射到对发射信号进行采样的位置接收机；b)对所接收的采样进行分离，并将基于采样的相关累加值存储到独立的二进制位中，这些二进制位与所接收的脉冲调制模式同步；c)采用判决处理以确定与所接收脉冲的前沿相关联的累加二进制位；d)根据与所接收脉冲的前沿相关联的相关累加二进制位来产生距离估计，以便抑制关于距离估计的多径。
2.根据权利要求1所述的方法，其中快速脉冲调制模式在脉冲之间提供足够的静止时间，以使得多径信号消失。
3.根据权利要求1所述的方法，其中使用快速脉冲调制模式的无线电导航信号被作为连续信号处理，而无需将所接收采样分离成独立的相关累加二进制位。
4.一种提供无线电导航信号以使得通过对无线电导航信号进行快速脉冲调制而使所接收信号的多径分量随时间变化的方法，以便a)可以连续地处理所接收信号；并且b)在脉冲之间存在时间以使得多径信号消失。
5.一种在无线电导航接收机中抑制多径的方法，该方法包括a)将经脉冲调制的无线电导航信号从发射装置发送到无线电导航接收机；b)由所述无线电导航接收机在来自所述经脉冲调制的无线电导航信号的各个脉冲的前沿上进行相关处理；c)根据所述相关产生距离估计。
全文摘要
本发明公开了一种用于抑制DSSS CDMA无线电导航信号中的多径的系统和方法，其包括a)将快速脉冲调制模式从发射装置发射到对发射信号进行采样的位置接收机；b)对所接收的采样进行分离，并将基于采样的相关累加值存储到独立的二进制位中，这些二进制位与所接收的脉冲调制模式同步；c)采用判决处理以确定与所接收脉冲的前沿相关联的累加二进制位；以及d)根据与所接收脉冲的前沿相关联的相关累加二进制位来产生距离估计。
文档编号H04B1/707GK1938602SQ200580010437
公开日2007年3月28日 申请日期2005年4月7日 优先权日2004年4月8日
发明者小詹姆斯·W·拉曼塞 申请人:洛克达公司