专利名称：用于减小峰值因数的电路装置、和用于减小信号动态范围的方法
技术领域：
本发明涉及一种用于减小峰值因数的电路装置和也涉及与其有关的使用。本发明还涉及一种用于减小信号动态范围的方法。
在现代通信方法中，要传输的数据被相位调制和幅度调制到载波信号上。通常，调制的数字类型被用于这样的通信方法。其例子是正交幅度调制(QAM)、“正交相移键控” (QFSK)或者正交频分复用(OFDM)。为了能够最好地利用可用的频率空间，另外采用在相同的载频上同时传输多个不同的信号。使用这种原理的这种通信标准的一个例子是“第三代合作项目”(3GPP)的“通用移动通信系统”(UMTS标准)。
在这种移动无线电标准情况下，要传输的不同数据是在一个频带内用唯一识别码进行处理的。利用不同的识别码被处理的数据于是可以在该频带上一起被传输。利用不同识别的处理被称为码扩展方法或者“码分多址”(CDMA)。
同时传输不同的数据可能导致总信号的幅度在该频带内随时间有很大波动。但是总信号的平均功率却相对恒定，例如，单个的信号分量可能有远高于平均值的很高的幅度。在这种情况下，用于高于平均功率的在信号中所出现的分量的概率函数被称为“互补累积分布函数”(CCDF)。图10示出了用于典型的WCDMA信号的这种函数的示意图。在这种情况下，可以看出，总信号包括高于平均功率多达n dB的分量。在平均功率之上出现的最大值被称为峰值因数，该最大值具有低概率。
在UMTS移动无线电标准的情况下，能够使用相邻的频带来同时传输不同的宽带信号。因此，为UMTS标准规定在每个频带的单个载频之间的、5MHz的频率间隔。在向不同的移动通信设备发送信号的基站中，对于每个频带都可以独立地实现不同的发射输出级。对于每个独立的频带而言，这就意味着基本上并行的处理和专用的发射输出级，其包括输出功率放大器。另一个选择是只在基站内提供单一的发射输出级，并将所有的信号源的公共基带信号馈送到所述发射输出级中。
图11示出用于UMTS/WCDMA移动无线电标准的这种基站的示意图。在这种情况下，提供要传输的信号的各个WCDMA信号源、即WCDMA-S1至WCDMA-SM的输出端被连接到各自的成形滤波器、即S滤波器上。由源所输出的数字信号通过成形滤波器被内插，所述成形滤波器具有根升余弦(RRC)成形响应，有22％的“滚降”，如该移动无线电标准中所规定的那样。
经滤波的数字信号继而与来自数控振荡器NCO的信号相乘并以这种方式被分在不同的频带上。数控振荡器NCO被如此选择，使得在相乘之后，各个频带具有5MHz的相应频率间隔。各个频带继而被相加并且在数/模转换器中被转换成模拟输出信号。输出端又被连接到发射输出级(这里没有示出)。
在发射输出级中受高的峰值因数影响最大的元件是基站的发射输出级中的各个放大级。为了保证足够的信号质量并且尤其是低误差率，各个放大器在其输入幅度域中具有尽可能的线性响应是有利的。这是确保频谱要求和信号质量的唯一途径。这就意味着各个放大级的工作点需要适当地被选择，使得放大级即便在高的输入幅度下也不达到饱和。
这些要求通常导致功率放大器的体积太大。这导致基站的各个运营商的附加开销，并且增加空间和功率要求。一种替代的选择是改变发射输出级之前的输入信号，并且用这种方式减小峰值因数。特别是当对信号质量和误差率、“误差向量大小”和“峰值码域误差”的要求低，或者不被已改变的输入信号显著恶化时，这是可能的。对此可以有不同的选择，例如在N.Hentati和M.Schrader的文献“Additive Algorithm forReduction of the Crestfactor”(5th International OFDM Workshop，Hamburg，September 2000，pp.27.1 to.5)；或者O.Vnánen和J.Vankka和K.Halonen“Effect of Clipping in Wideband CDMA systemand Simple Algorithm for peak Windowing”(Proc.World WirelessCongress，San Francisco，May 2002，pp.614 to 619)中。图12示出用于减小峰值因数的附加方法的公知实施例。在这种情况下，各个经滤波的信号通过从各个信号中减去附加分量而被校正，以减小峰值因数并且因此避免基站的放大级中的失真。
利用附加的峰值因数减小所说明的处理产生附加频谱分量，然而，所述附加的频谱分量扩展了频谱并因此导致相邻信道中的附加误差。
在下文中参考附图借助于不同的示例性实施例更详细地解释本发明，其中图1示出本发明的一个实施例，图2示出基站的WCDMA信号路径的概况，图3示出用于减小多载波信号的信号动态范围的装置的改进，图4示出预先计算单元的第一实施例，图5示出预先计算单元的第二实施例，图6示出基于该预先计算单元的来自具有滤波响应的成形滤波器的脉冲响应的图表，图7示出校正装置的第一实施例，图8示出校正装置的第二实施例，图9示出校正装置的第三实施例，图10示出信号概率函数CCDF的表示图表，图11示出基于UMTS/WCDMA标准产生信号的基本元件的框图，图12示出多载波信号的公知的基站的示意图。
具体实施例方式
本说明书概括描述了本发明的其他方面和实施例。此外，对附图予以参照，所述附图构成说明书的一部分，并且利用图解示出本发明在实际中可以怎样被实现。图中的实施例表示可以更好地理解本发明的一个或更多方面的概括。该概括不是本发明的一个全面的概述，并且也不是要将本发明的特征或关键元件限制到一个特定的实施例。相反，示例性实施例中公开的不同的元件、方面和特征可以被本领域技术人员以不同的方式结合以获得本发明的一个或更多优点。应当理解的是，可以采用其他实施例并且可以在不偏离本发明核心思想的情况下进行结构或逻辑的改动。附图中的元件不必真实相对彼此地按比例绘制。相同的参考标记表示相互对应的相似的部分。
本发明规定，不是把用于减小各个输入信号的信号动态范围的校正装置仅仅设置在成形滤波器之后，而是把其布置在各个信号源与被设置在并行信号路径中的相关成形和内插滤波器之间。
这导致不只是利用已经内插的数字输出信号、而是直接在基带内利用由数据源所提供的数字信号减小动态范围。这允许峰值因数的进一步减小并且因此同时还进一步减小误差率。
用于减小信号动态范围的校正装置有利地可以被设计用于以数字信号的时钟速率来处理数字信号。只有那样才实现内插并且转换到更高的数字时钟频率。
在这种情况下，校正装置可以包括估计其后置的成形滤波器的频率响应的元件。校正装置利用该估计来改变由各个信号源所输出的数字信号的信号动态范围。这导致动态范围减小并且因此导致总的峰值因数减小。在连续方面，该装置包括用于在一时间间隔期间在不同的时间阶段对来自其后置的成形滤波器的输出信号进行估计的元件。该时间间隔可以包括符号周期、或者输入信号中的时钟脉冲周期。这些元件被这样设计，使得这些元件考虑数字输入信号的幅度和相位、以及与输入信号有关的第二信号的幅度和相位，该第二信号由数控振荡器提供并且被用于产生在预期的频带上的数字输出信号。
在本发明另一个可能的实施例中，所述元件分别包括多个并行设置的滤波器，所述滤波器以数据信号的时钟速率工作并且被设计用以在数字输入信号的时钟间隔内的相应时刻计算来自其后置的成形滤波器的输出值。
在本发明的另一个实施方案中，设置有对应于被施加给输入端的信号源数目的四倍的多个预先计算单元。在本发明的另一个实施例中，预先计算单元的数目从所使用的成形滤波器的过采样因数中推导出。
因为预先计算单元和后面的校正可能需要一定时间，所以另一方面涉及后面的信号处理。因此可以规定在时间上延迟数字输入信号并且随后用经校正的信号以合适的方式对其进行处理。这允许校正由预先计算单元和校正所导致的延迟。
为此目的，延迟单元可以被设置，所述延迟单元被连接在校正装置的输入端和该装置的输出端之间。此外，设置加法器，所述加法器将延迟的数字输入信号加到经校正的输入信号上并且将其提供给输出端。
预先计算单元允许对相应的输入信号的时间特性曲线进行估计。在本发明的另一方面，也考虑输入信号的幅度或者总信号的幅度是否超过一定阈值。如果这是这种情况，则这被用来计算误差信号，其中从所述误差信号基于输入信号利用合适的权重计算校正因数。
本发明特别适用于使用公知的多载波系统，其中多个信号在不确定带宽的相邻频带中同时被输出。在这种情况下，各个相邻频带上的信号可以被用于不同的移动无线电标准，也就是说例如具有不同的调制类型。在装置中适当的加权因此允许在每个频带中单独地设置信号动态范围并且使与信号质量的要求相匹配。
一些对信号质量重要的参数尤其是向量误差、“误差向量大小”，并且在UMTS/WCDMA移动无线电标准的情况下下是相邻信道功率、“邻信道泄漏比”。后者应该尽量低，以便最小化对相邻信道中的信号的任何影响。
图2示出一个用于基于UMTS标准产生WCDMA信号的基带单元的示意图。在该标准中，要传输的数据在单一的频带上同时被发送给不同的移动通信设备。然而，为了能够识别所发送的信号并将数据与特定的移动通信设备相关联，UMTS/WCDMA标准涉及使用码扩展方法(CDMA，码分多址)被处理的信号。
要传输的数据被施加给输入端100并被装置101处理。在那里，基于标准的所规定的包结构被确定并且数据被转换成数字同相值Di和正交分量值Dq。被施加给输入端100的数据是例如从基站要被传输给独立的移动通信设备的语音数据、视频数据或文本信息。为了识别该移动通信设备，数据现在使用已知的信道编码被扩展。信道编码允许移动通信设备识别为该设备所预定的数据并处理它们。信道编码由装置120提供分别用于同相分量Di和正交分量Dq。信道编码取决于要发送的数据的传输速率，并且被这样设计，使得在扩展同相分量Ci和扩展正交分量Cq已经被扩展之后码片速率(chip rate)为3.84Mcps。扩展数字信号继而在装置105中与扰乱码SCi和SCq相乘。分别由装置103、103a针对同相分量和扩展分量所提供的扰乱码被用来识别基站。具有其分量Si和Sq的扰乱的和扩展的数字数据流被提供给功率控制装置106。在那里，数字信号具有它们的基于外部选择所设置的幅度。例如，可以因此有利于根据移动通信设备是否接收足以无误差地传输数据的信号强度来减少或增加两个分量的平均功率。
为对各种移动通信设备的不同数据执行以下过程，即仅利用单独的信道编码来扩展具有它们的同相分量Di和它们的正交分量Dq的数字输入信号并且然后利用另一扰乱码对其进行处理。根据所选择的数据传输速率，多达512个数据传输信道Ch.0至Ch.N为此目的被提供，其中当使用不同的扰乱码时，可以再次使用信道编码。这允许数据传输信道的数目被进一步增加。它们在加法器107中与控制和同步信道被相加在一起形成总信号。这些控制和同步信道尤其包括例如这里示出的同步信道，“主同步信道”(P-SCH)和“辅同步信道”(S-SCH)。然后总数字输出信号x(nTc)被施加给加法器107的输出端。在UMTS/WCDMA移动无线电标准的情况下，数字总信号的时钟速率是Tc＝3.84MHz并对应于“码片速率”。
WCDMA信号的数字基带单元的在图2中示意性示出的实施例随后基于WCDMA信号源，所述WCDMA信号源被提供用于在特定的频带上进行传输。在该情况下，输出数字信号x(nTc)被转换成模拟信号并被转换到输出载波频率。
图1示出了一个基于本发明的用于多载波操作的基站的示意性改进。在这种情况下，规定在各自的相邻频带上布置各个信号源WCDMA-S1至WCDMA-SM。这有利地也在数字信号处理中发生，这意味着最后作为来自所有信号源的总和的数字总信号通过公共数/模转换器50被转换成模拟输出信号并且继而被转换成射频输出信号。
为了利用多载波信号进行操作的目的，规定来自各个信号源WCDMA-S1、10b至10c的数字输出信号被移至期望的频带。这利用数字的数控振荡器NCO1、NCO2至NCOM实现，其利用乘法器60将来自相应的信号源10a、10b至10c的数字信号转换至期望的频带。例如，这通过使来自数控振荡器的数字信号与来自源的信号相乘来实现。换句话说，来自信号源的信号通过数控振荡器被移频。
基于要传输的不同数据和为该标准提供的调制方法，可发生的是，总信号的最大输出幅度随着时间将大大地超过平均功率或平均幅度。
例如，这种情况导致高峰值因数，如从图10中的图表中可以看出。在这种情况下，幅度值超过平均功率11dB的概率大约是0.01‰。尤其在多载波信号的情况下，高峰值因数可能导致在基站的发射输出级中所设置的放大器造成输出信号的失真，并且在这点上，有助于数据误差率增加。此外，失真由于互调产物而扩宽由放大器输出的信号的信号频谱。在相邻信道中，这同样可能导致增加的数据误差率。
因此，有利的是减小总输出信号的动态范围并且从而减小峰值因数。对于这个过程，图1中所示的实施例具有连接在各个信号源10a至10c和相应的信号源的成形滤波器SF之间的校正装置20。校正装置20估计由信号源所提供的信号的幅度和相位并且由此校正各个信号。这样进行校正，使得存在于加法器65中的总信号的信号动态范围减小。各个被校正的信号继而被提供给成形滤波器SF。位于信号源和成形滤波器SF之间的校正装置20允许减小总信号的动态范围，而这不会由于后置的成形滤波器SF再次导致频谱扩宽。尤其当校正装置20能够在各个信号源10a至10c的码片速率Tc的区域内以低得多的时钟速率工作时，这成为可能的。
图3示出校正装置20的一个可能的实施例。它包括用于提供来自各个信号源10a、10b和10c的数字数据流X1、x2、XM的输入连接201a、201b和201c。其他的连接202a、202b和202c被用于提供来自数控振荡器NCO1、NCO2至NCOM的信号P1、P2至PM。在输出端，输出抽头203a、203b和203c被提供用于校正的信号 至 其他的输出抽头204a、204b和204c被用于输出来自数控振荡器NCO的延迟的信号P1、P2至PM。
校正装置20包括多个预测装置PS1、PS2至PSM。它们相应的输入端301a、301b至301c被连接到相应的输入连接201a、201b或201c。每个预测装置PS1至PSM都被设计用以确定来自连接到校正装置20的成形滤波器在时钟周期Tc内的不同时间阶段的输出信号或者响应。在输出端，预测装置PS1、PS2至PSM各自具有N个抽头，从其中可能分接出各自的预测信号元素。尤其，第一预测单元PS1输出对提供给它的第一数字信号X1的预测。该预测包括信号元素Y1，1至Y1，N。相应地，预测单元PS2产生对第二信号元素X2的预测并且预测单元PSM产生对数据流XM的具有信号元素YM，1至YM，N的预测。为利用数控振荡器获得后续的移频的进一步预测，使来自数字振荡器信号P1至PM的相应的复合相位信息与来自成形滤波器的这些预测数据相乘是必要的。为此，输入连接202a、202b至203c被连接到相应的串/并转换器310a至310c。所述转换器的输出端具有总共N个抽头，所述抽头被用于在各自的输入信号P1，P2至PM的时钟周期Tc内的时刻提供各自的相位信息项。各自的相位信息项在乘法器中被各自的预测信号Y1，1、Y1，N至YM，1、YM，N乘。为此，每个预测装置PS1、PS2至PSM的输出端被连接至适当的乘法器。各自的第二输入端被供应由串/并转换器301a、301b至301c相应提供的相位信息项。
校正装置还包括加法器330，1至330，N。所述加法器的输入端被连接至乘法器320a，1至320a，N、320b，1至320b，N和320c，1至320c，N的输出端。在这种布置中，每个加法器和相关预测装置中的乘法器准确相耦合，所述预测装置具有相同的采样时刻的相位值。以这样的方式相加的总的预测信号Y1、Y2至YN被提供给校正装置40。
通常，可以假定对于每个时钟周期Tc总共四个不同的时间阶段足以在足够的程度上确定后置的成形滤波器的响应。因为与对于已知的单载波系统相比，总信号带宽对于具有多个载频的系统而言大得多，所以需要同样地增加预测的数目N。因此，预测的最小数目N为N＝4×M是例如对于具有相应的信号带宽的相邻频率信道的数目M来获得的。据此，在具有三个预测装置PS1、PS2和PSM的基站的本例子中，用每个单独的预测装置进行总的十二个预测。如果用于传输数据流的单独的频带不是相邻的，则所要求的预测数目变大。这是由于这个事实，即预测数目取决于总信号的带宽。该带宽基本上从用于数控振荡器NCO的值获得。
图4示出预测装置的第一实施方案。在该简单的改进中，预测装置包括数目N个并行设置的以时钟速率Tc工作的滤波器组7a、7b至7c。这些过滤器组为输入数据流Xj产生总共N个预测信号Yj，1、Yj，2至Yj，N。示出的该实施方案允许预测的高水平的准确度，但是回过来在单独的滤波器中要求比较高水平的计算复杂度。
图5示出以较低水平的计算复杂度运行的预测装置的可替代实施例。在这种情况下，滤波器7的总数减少。因此具有并行布置的N1个滤波器7。然而对于后置的内插滤波器的准确预测因此还不能实现。缺少的预测通过简单重复对总共N2个采样的预测来获得，其中N＝N1×N2，N1是滤波器7的数目，N2表示对于每个滤波器的采样数目。来自每个滤波器7的输出信号yj被提供给相应的采样和保持电路用于每次进行N2次不同的采样。该电路用来存储和重复对相应的值yj的预测。在图5的例子中，N2的值是2。这使全部预测所需要的滤波器7的数目减少到1/2。缺少的时间阶段预测主要不同在于相位，而在其幅度方面没有显著不同，这意味着预测装置的复杂度的相应减小不会显著导致恶化预测。
预测的单独的时间阶段通常均匀地分布在时钟周期Tc上。然而，如果总共N个预测取决于内插滤波器50的过采样因数，则是有利的。例如，预测的数目N可能是一个形成过采样因数的整数因子的值。这也在相当程度上简化了来自数控振荡器的信号的相位信息的抽取。因此，对预测的值N的适当选择允许执行简单的串/并转换以获得各个数控振荡器信号的相关的相位信息。
图6示出内插滤波器的这种预测的仿真，其中所述内插滤波器具有如图6所示的滤波响应。总的来说，在预测装置中利用四个独立的滤波器h1至h4进行四个预测N＝4。尽管每滤波器有小数目系数，内插滤波器的过采样因数16产生足够的好的预测。
除了内插滤波器的传递函数之外，在预测装置中还可以考虑其它效应。这些效应例如包括后置的数/模转换器、其重构滤波器的响应和模拟元件的响应。预测装置实际上允许事先为各个数据流中的信号动态范围确定估计以及采取适当的措施。
每个预测单元j的预测输出信号yj，1、yj，2至yj，N与来自相关的数控振荡器信号的相位信息相乘并继而在加法器330，1至330，N中相加。这给出对于总的载波信号Y1至YN的预测。总的载波信号的该预测被提供给装置40用于产生校正值。所述值加起来以形成实际的输入信号x1、x2至xM以便不会超过期望的峰值因数。此外，该装置40用延时的数控振荡器信号来供应。通过延迟单元55的延迟被这样选择，使得校正在预测装置PS1、PS2至PSM、乘法器320和加法器330中所导致的延迟。
图9示出装置40的实施例。该装置包括多个阈值检测器401a、401b和401c，其输入端被连接到用于提供总预测信号Y1、Y2至YN的连接上。阈值检测器基于总预测信号的幅度是否超过阈值(δ)来产生误差信号e1、e2、e1N。通常，这由下面的等式产生误差信号ei(nTc) 如果总预测信号不超过阈值，则误差信号是ei(nTc)＝0。
总共N个误差信号e1、e2至eN被分布在施加给输入端的M个数据流x1、x2至xM上。在这种情况下，给每个数据流的每个单独的误差信号分配适当的权重g是可能的。在所述的示例性实施例中，具有三个数据流，即M＝3。误差信号e1因此被分成三个误差信号元素e1，1、e2，1至eM，1。从第一总预测信号Y1获得的这些误差信号中的每个都能够通过适当地选择因数g1、g2至gM被加权。为每个误差信号e1、e2至eN都执行这样的加权。在该情况下，有利地选择权重以使因数gi的总和得出值Σi=1Mgi=1.]]>权重gi越大，影响相关的数据流i的校正作用就越大。例如，一个简单的选择是均等地在各个数据流上分配权重gi。因此，每个数据流以相同的失真被影响。
加权的误差信号e1，1，e2，1，…，eM，1，e1，2…至eM，N继而适当地被重新分类并被组合。因此，每个数据流i的j个误差信号ei，j被组合，其中j＝1…N并且i＝1…M。这些误差信号与来自数控振荡器的相应的相位信息Pi一起被提供给校正合成块410a、410b或者410c。校正合成块410a、410b和410c从所提供的误差信息与来自数控振荡器信号的信息一起产生校正值用于减小信号动态范围。
图8示出这样的校正合成块的可能的实施例。用于加权误差信号ej，1、ej，2至ej，N的每个校正合成块410的输入端分别被连接到乘法器411a、411b和411c中的一个上。所述乘法器使来自数控振荡器信号Pj的相应的延迟的复共轭相位信息与加权误差信号相乘。为此，乘法器的相应第二输入端被连接到串/并转换器414。给这个串/并转换器的输入端提供由装置415所产生的复共轭数控振荡器信号Pj。
这个过程把从载有相位信息的总预测信号Y1至YN所获得的加权误差信号ej，1、ej，2至ej，N转换回基带。这样的转换是必须的，因为误差信号需要被用于在基带中计算相应的数据流的校正值。由于为单独的数据流所预计的校正有时可能被识别为附加噪声，并且因此损害信号质量，所以提供一个对输出功率只有微小影响的校正值是有利的。这可以通过附加滤波措施实现。为此，被转换到基带的误差信号 至 被提供给相应的滤波器412a、412b和412c。在这种情况下，滤波传递函数 至 是h^i(lTc)=hi(-lTc)Σlhi2(lTc)]]>滤波传递函数是预测滤波器的逆时间模型(inverse-timereplica)。此外，所述滤波传递函数具有其归一化的能量。以这种方法在基带中以时钟速率Tc归一化的校正值vj，1、vj，2、vj，N在装置413中被组合以形成校正值Cj(nTc)。为此，总共N个归一化的复值校正值vj，1、vj，2、vj，N被分成其实数和虚数部分并且使用相应的最大幅度。对此，下述内容是正确的
如果 则 …如果 则 如果 则 …如果 则 于是校正信号Cj(nTc)由实数部分Cj，re(nTc)和虚数部分Cj，im(nTc)组成。然后，该校正值被加到延迟数据流xj中并作为校正信号被提供给输出端203a、203b或者203c。
图7示出合成的另一个实施例。在这种情况下，滤波器和复合乘法器的数目再次被减少。这也减少块410实现的复杂度。具有相同的作用或功能的元件有相同的参考标记。在本实施例中，滤波器412a、412b和412c的数目已经通过将总共N个输入信号组合成分别包含N2个输入信号的N1个组而被减少。再次，N＝N1×N2。
这样，N个加权误差信号ej，1、ej，2至ej，N被这样处理，使得N2个相邻的误差信号被组合。关于这一点，相邻可以被理解为意味着已经从在相位方面相邻的总预测信号Y1、Y2中组合了误差信号。来自数控振荡器信号的复共轭相位信息也以相同的方式被组合。
加权的和组合的误差信号ej，1至ej，N2和相关的相位信息被提供给选择装置416a。该选择装置确定分别所提供的误差信号ej，1、ej，2至ej，N2中哪个是最大的。最大的误差信号和相应的相位信息在输出端一起被输出，并被提供给相应的乘法器。因此选择块416a、416b和416c这样选择相邻的误差信号，使得相应的最大误差信号和相应的相位信息一起被提供给乘法器。使两个信号以复合方式相乘，以确定基带误差ej，1。这种已经被提前完成的选择允许简单地实现块413。
所示的实施例允许以符号率并且尤其是在通过成形滤波器内插之前校正信号动态范围。在本例中，这允许峰值因数减小大约2.5dB，如图10中的曲线K2所示。在另外的实施例中，也可以出现更大的改善。这允许在其特性曲线的线性区域内操作发射输出级内的放大器。简单地说，可以减小在发射输出级内的放大器的幅度和功率消耗。同时，通过本发明的装置获得的效果是尽管峰值因数减小，但没有造成“误差向量大小”或者相邻信道功率的显著恶化。本发明不限于本上下文中的多载波信号。具有高峰值因数的非常宽带单载波信号也可以具有其通过本发明的装置所减小的峰值因数同时基本保持信号质量。
权利要求
1.一种用于减小峰值因数的电路装置，包括第一信号发生器，被设计用以产生具有时钟周期的第一数字信号，该第一数字信号具有幅度分量；至少一个第二信号发生器，被设计用以产生第二数字信号，该第二数字信号具有幅度分量；校正装置，所述校正装置的输入端被连接到第一和至少一个第二信号发生器，并且所述校正装置具有第一和至少一个第二输出端；用于内插的第一成形滤波器，其被连接到校正装置的第一输出端；用于内插的至少一个第二成形滤波器，其被连接到校正装置的至少一个第二输出端；连接到第一和至少一个第二成形滤波器的加法装置，用于使由第一和至少一个第二成形滤波器所输出的数字信号相加；其中，校正装置被设计用以响应于第一和第二信号的时间曲线的估算把来自第一和第二数字信号集的至少一个数字信号的幅度分量限制为预定幅度。
2.如权利要求1所述的电路装置，其中相应的混合装置被连接在第一成形滤波器和加法装置之间并且在至少一个第二成形滤波器和加法装置之间，其中所述混合装置具有用于提供振荡器信号的另一输入端，该另一输入端被耦合至数控振荡器。
3.如权利要求1至2中任一个所述的电路装置，其中校正装置被设计用以基于来自第一和至少一个第二成形滤波器的脉冲响应来限制幅度分量。
4.如权利求1至3中任一个所述的电路装置，其中校正装置包括第一和至少一个第二预测装置，其被设计用于以第一和第二数字信号为基础在时钟周期期间在至少两个不同的时间阶段确定来自成形滤波器的脉冲响应的至少两个预测信号。
5.如权利要求4所述的电路装置，其中第一和至少一个第二预测装置分别包括多个数字滤波器，所述数字滤波器形成预测装置的相应的输入端，并且为了运行的目的被施加时钟信号，所述时钟信号的时钟周期与第一数字信号的时钟周期相对应。
6.如权利要求4至5中任一个所述的电路装置，其中通过第一和至少一个第二预测装置分别所输出的输出信号的数目与第一和至少一个第二成形滤波器的过采样因数相对应。
7.如权利要求4至6中任一个所述的电路装置，其中第一和至少一个第二预测装置的相应的输出端被耦合至用于将来自相同时间阶段的预测信号相加的加法器。
8.如权利要求4至7中任一个所述的电路装置，其中校正装置包括校正值发生器，其输入端可以用从预测信号所获得的总预测信号来供应，并且其被设计用以从总预测信号中产生校正值。
9.如权利要求8所述的电路装置，其中校正值发生器被设计用以从总预测信号和阈值之间的比较来产生误差信号，其中当超过阈值时，该误差信号取决于阈值。
10.如权利要求8至9中任一个所述的电路装置，其中校正装置包括延迟电路，其输入端被连接到第一和至少一个第二信号发生器，并且其输出端被耦合至校正值发生器并且至校正装置的第一和至少一个第二输出端。
11.如权利要求1至10中任一个所述的电路装置，其中第一信号发生器和至少一个第二信号发生器分别被设计用以产生符合用于无线信息传输的无线电标准的数字信号。
12.如权利要求1至11中任一个所述的电路装置，其中加法装置具有用于将相加的数字信号转换成模拟输出信号的后置的数/模转换器。
13.一种用于减小信号动态范围的方法，包括以下步骤在第一载频上产生第一数字有用信号，并且在第二载频上产生至少一个第二数字有用信号，第一和第二时钟信号具有相应的时钟频率；通过在时钟频率的时钟周期内的不同时刻预测滤波器的脉冲响应来估算第一和第二数字有用信号的幅度分量；通过将估算的幅度分量与阈值比较来确定校正因数；利用校正因数改变来自第一和至少一个第二有用信号集的至少一个有用信号；对至少一个改变的有用信号和/或第一和至少一个第二数字有用信号进行滤波；将经滤波的有用信号相加以形成总信号。
14.如权利要求13所述的方法，其中估算幅度分量的步骤包括下述步骤产生多个预测信号，所述预测信号分别代表通过滤波器的脉冲响应在时钟频率的时钟周期内的不同时刻所产生的输出值；从第一和至少一个第二数字有用信号所产生的预测信号被组合以形成一个总预测信号，使得在时钟频率的时钟周期内的相同时刻分别所产生的输出值被组合。
15.如权利要求14所述的方法，其中每个有用信号的预测信号的数目至少与第一和至少一个第二有用信号的数目的四倍相对应。
16.如权利要求13至15中任一个所述的方法，其中滤波步骤包括对至少一个改变的有用信号和/或第一和至少一个第二数字有用信号内插。
全文摘要
为减小总信号的峰值因数，建议在内插滤波器之前在基带中校正信号的动态范围。为此规定，校正装置的输入端被耦合至至少两个信号源，所述信号源被设计用以在不同的频带上提供数字信号。校正装置被设计用以从被施加给输入端的数字信号来确定校正因数并用所述校正因数来改变相应的数字信号。校正装置的输出端被耦合至第一和至少一个第二内插滤波器。这允许信号动态范围在基带中减小，这减小峰值因数而不必承受信号质量的基本损失。
文档编号H04B1/707GK1992543SQ20061006407
公开日2007年7月4日 申请日期2006年11月29日 优先权日2005年11月29日
发明者S·马斯利 申请人:英飞凌科技股份公司