专利名称：接收方法和接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种接收技术。具体地，本发明涉及一种接收方法和接收设备，所述接收方法和接收设备控制用于对从多个天线接收到的无线电信号进行合成的加权系数。
背景技术：
在无线通信中，通常期望有效地使用有限的频率资源。为了有效地使用频率资源，例如，在短距离内尽可能地重复使用相同频率的无线电波。但是，在这种情况下，因为由使用相同频率且相互临近的无线电基站或移动终端所引起的同频道干扰，使通信质量退化。作为一种用于防止这种由同频道干扰所产生的通信质量退化的技术，可以指定自适应阵列天线技术。
在自适应阵列天线技术中，分别以不同的加权系数对多个天线所接收到的信号进行加权，并进行合成。自适应地更新加权系数，使得要发送的信号与合成之后的信号之间的误差信号可以较小。这里，根据合成之后的信号确定要发送的信号。为了自适应地更新加权系数，使用了RLS(递归最小二乘方)算法、LMS(最小均方)算法等。RLS算法通常收敛较快。但是，由于所执行的计算非常复杂，RLS算法需要高速或巨型运算电路。LMS算法可以利用比RLS算法简单的运算电路实现。但是，收敛速度较慢。
现有技术列表1、日本专利申请未审公开No.2002-26788
在实现无线电移动终端的自适应阵列天线时，由于希望运算电路较小，适于使用LMS算法来更新加权系数。但是，LMS算法的收敛速度通常较慢。这样，如果希望将接收到的信号一直延迟到LMS算法收敛之后再合成，则处理延迟变得很大，从而可能在如电视会议系统等所允许的延迟时间有限的实时应用中将不能使用自适应阵列天线。另一方面，如果为了减小处理延迟而使用LMS算法仍未收敛时的加权系数，通常使响应特性退化。
发明内容
本发明的发明人考虑到前述环境研制出本发明，而且本发明的一个目的是提供一种具有简单算法电路的接收机，其处理延迟较小。本发明的另一目的是提供一种接收机，即使在加权系数仍未收敛的情况下，也难以使其响应特性退化。此外，本发明的另一目的是提供一种能够切换多类加权系数的接收机。
本发明的一个优选实施例涉及一种接收机。此接收机包括输入单元，输入要对其进行处理的多个信号；切换单元，在要暂时使用的多个第一加权系数和具有较高适应性的多个第二加权系数之间，切换与所述多个输入信号相乘的多个加权系数；控制器，指示所述切换单元在所述多个第一加权系数和所述多个第二加权系数之间切换所述加权系数；以及合成器，对乘法的结果进行合成，其中，对所述多个输入信号和所述多个加权系数执行乘法。
所述多个加权系数包括(A，B，C，D)，其项数等于所述多个信号的数目，其中，加权系数与(X1，Y1)、(X2，Y2)之间相乘的结果为(AX1，BY1)和(CX2，DY2)。所述多个加权系数也包括(A，B)，其项数与所述多个信号的数目不同，其中，相乘的结果为(AX1，BY1)和(AX2，BY2)。
每当切换具有不同特性的加权系数时，上述接收机能够获得最优的响应特性。
本发明的另一实施例也涉及一种接收机。所述接收机包括输入单元，输入要对其进行处理的多个信号；切换单元，在多个第一加权系数和多个第二加权系数之间，切换与所述多个输入信号相乘的多个加权系数；控制器，指示所述切换单元在所述多个第一加权系数和所述多个第二加权系数之间以指定的间隔切换所述加权系数，其中，在所述间隔期间，以连续方式输入所述多个信号；以及合成器，对乘法的结果进行合成，其中，对所述多个输入信号和所述多个加权系数执行乘法。
所述“连续方式”只是意味着已知的接收信号是连续的。只要连续地输入所述信号，时间长度不需要很长，可以很短。此外，如果所述设备识别特定的规则，在这里，所述连续方式可以包括依照所述规则、以离散方式输入所述信号的情况。即，在这里，所述“连续方式”包括所述接收机可以将输入所述信号的方式识别为“连续的”方式的各种情况。
可以按照如下方式设置所述多个第一加权系数，作为与所述多个输入信号相乘的结果，与所述多个输入信号中的一个信号相对应的乘法结果变为有效。所述多个输入信号中的所述一个信号可以是所述多个输入信号中具有最大值的信号。可以利用已经设置过的所述多个第二加权系数，设置所述多个第一加权系数。
所述接收机还可以包括加权系数更新单元，根据所述多个输入信号，自适应地更新多个第三加权系数；差估计器(gap estimator)，通过在所述多个输入信号中的至少一个与已知信号之间执行相关处理，估计所述多个第一加权系数与所述多个第三加权系数之间的差；以及差补偿器，通过根据所估计的差补偿所述多个第三加权系数，产生所述多个第二加权系数。
以所述连续方式在所述指定间隔期间输入的信号可以包括具有不同特性的信号，并且当检测到信号特性发生改变的转变点时，所述控制器可以指示在所述第一加权系数和所述第二加权系数之间切换所述加权系数。所述控制器可以连续地输入在所述加权系数更新单元中更新的所述多个第三加权系数，并且在所述多个第三加权系数的波动收敛到指定的范围内时，可以指示所述切换单元在所述第一加权系数和所述第二加权系数之间切换所述加权系数。
每当在所述间隔期间切换具有不同特性的加权系数时，上述接收机能够获得最优的响应特性。
本发明的另一优选实施例涉及一种接收方法。此方法包括输入要对其进行处理的多个信号；在要暂时使用的多个第一加权系数和具有较高适应性的多个第二加权系数之间，切换与所述多个输入信号相乘的多个加权系数；给出在所述多个第一加权系数和所述多个第二加权系数之间切换所述加权系数的指令；以及对乘法的结果进行合成，其中，对所述多个输入信号和所述多个加权系数执行乘法。
本发明的另一优选实施例涉及一种接收方法。此方法包括输入要对其进行处理的多个信号；在多个第一加权系数和多个第二加权系数之间，切换与所述多个输入信号相乘的多个加权系数；给出在所述多个第一加权系数和所述多个第二加权系数之间以指定的间隔切换所述加权系数的指令，其中，在所述间隔期间，以连续方式输入所述多个信号；以及对乘法的结果进行合成，其中，对所述多个输入信号和所述多个加权系数执行乘法。
可以按照如下方式设置所述多个第一加权系数，作为与所述多个输入信号相乘的结果，与所述多个输入信号中的一个信号相对应的乘法结果变为有效。所述多个输入信号中的所述一个信号可以是所述多个输入信号中具有最大值的信号。可以利用已经设置过的所述多个第二加权系数，设置所述多个第一加权系数。
所述接收方法还可以包括根据所述多个输入信号，自适应地更新多个第三加权系数；通过在所述多个输入信号中的至少一个与已知信号之间执行相关处理，估计所述多个第一加权系数与所述多个第三加权系数之间的差；以及通过根据所估计的差补偿所述多个第三加权系数，产生所述多个第二加权系数。
以所述连续方式在所述指定间隔期间输入的信号可以包括具有不同特性的信号。在给出在所述第一加权系数和所述第二加权系数之间切换所述加权系数的指令时，可以在检测到信号特性发生改变的转变点时，给出所述指令。在给出在所述第一加权系数和所述第二加权系数之间切换所述加权系数的指令时，可以连续地输入更新过的所述多个第三加权系数，并且可以在所述多个第三加权系数的波动收敛到指定的范围内时，给出所述指令。
本发明的另一实施例涉及一种程序。所述程序包括输入要对其进行处理的多个信号；在要暂时使用的多个第一加权系数和具有较高适应性的多个第二加权系数之间，切换与所述多个输入信号相乘的多个加权系数；给出在所述多个第一加权系数和所述多个第二加权系数之间切换所述加权系数的指令；以及对乘法的结果进行合成，其中，对所述多个输入信号和所述多个加权系数执行乘法。
本发明的另一实施例涉及一种程序方法。此程序包括输入要对其进行处理的多个信号；在多个第一加权系数和多个第二加权系数之间，切换与所述多个输入信号相乘的多个加权系数；给出在所述多个第一加权系数和所述多个第二加权系数之间以指定的间隔切换所述加权系数的指令，其中，在所述间隔期间，以连续方式输入所述多个信号；以及对乘法的结果进行合成，其中，对所述多个输入信号和所述多个加权系数执行乘法。
可以按照如下方式设置所述多个第一加权系数，作为与所述多个输入信号相乘的结果，与所述多个输入信号中的一个信号相对应的乘法结果变为有效。所述多个输入信号中的所述一个信号可以是所述多个输入信号中具有最大值的信号。可以利用已经设置过的所述多个第二加权系数，设置所述多个第一加权系数。
所述接收方法还可以包括根据所述多个输入信号，自适应地更新多个第三加权系数；通过在所述多个输入信号中的至少一个与已知信号之间执行相关处理，估计所述多个第一加权系数与所述多个第三加权系数之间的差；以及通过根据所估计的差补偿所述多个第三加权系数，产生所述多个第二加权系数。
以所述连续方式在所述指定间隔期间输入的信号可以包括具有不同特性的信号。在给出在所述第一加权系数和所述第二加权系数之间切换所述加权系数的指令时，可以在检测到信号特性发生改变的转变点时，给出所述指令。在给出在所述第一加权系数和所述第二加权系数之间切换所述加权系数的指令时，可以连续地输入更新过的所述多个第三加权系数，并且可以在所述多个第三加权系数的波动收敛到指定的范围内时，给出所述指令。
根据本发明的一个方案，提出了一种处理接收到的信号的方法，所述方法包括从发射机输入来自第一天线端的第一信号和来自第二天线端的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；确定第二组加权系数；以及在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
根据本发明的另一方案，提出了一种处理接收到的信号的方法，所述方法包括从发射机接收来自第一天线的第一信号和来自第二天线的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；确定第二组加权系数；以及在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
根据本发明的另一方案，提出了一种接收机，包括输入单元，用于从发射机输入来自第一天线端的第一信号和来自第二天线端的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；初始加权数据设置单元，用于使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；加权计算单元，用于确定第二组加权系数；以及加权切换单元，用于在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
根据本发明的另一方案，提出了一种接收机，包括第一天线和第二天线；输入单元，用于从发射机接收来自第一天线的第一信号和来自第二天线的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；初始加权数据设置单元，用于使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；加权计算单元，用于确定第二组加权系数；以及加权切换单元，用于在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
根据本发明的另一方案，提出了一种配备有接收机的无线电移动终端，所述接收机包括第一天线和第二天线；输入单元，用于从发射机接收来自第一天线的第一信号和来自第二天线的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；初始加权数据设置单元，用于使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；加权计算单元，用于确定第二组加权系数；以及加权切换单元，用于在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
根据本发明的另一方案，提出了一种配备有接收机的无线电设备，所述接收机包括第一天线和第二天线；输入单元，用于从发射机接收来自第一天线的第一信号和来自第二天线的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；初始加权数据设置单元，用于使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；加权计算单元，用于确定第二组加权系数；以及加权切换单元，用于在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
应当注意的是，对上述结构部件和步骤的任意替换或取代、在方法和设备之间部分或完全地替换或取代表述和增加表述、以及将表述变为计算机程序、记录介质等对本发明全部有效，并全部由本发明所包括。
此外，此发明内容未必描述了所有必需特征，从而，本发明也可以是这些所述特征的子组合。
图1按照本发明第一实施例示出了通信系统的结构。
图2按照本发明第一实施例示出了同步格式(burst format)。
图3按照本发明第一实施例示出了同步格式。
图4按照本发明第一实施例示出了接收机的结构。
图5示出了图4所示的第一预处理单元的结构。
图6示出了图4所示的第一预处理单元的结构。
图7示出了图4所示的第一预处理单元的结构。
图8示出了图5、图6和图7所示的定时检测单元的结构。
图9示出了图4所示的上升沿检测单元的结构。
图10示出了图9所示的上升沿检测单元的工作程序。
图11示出了图4所示的天线确定单元的结构。
图12示出了图4所示的第一加权计算单元的结构。
图13示出了图4所示的差测量单元的结构。
图14示出了图4所示的差补偿单元的结构。
图15示出了图4所示的合成单元的结构。
图16按照本发明的第二实施例示出了接收机的结构。
图17示出了图16所示的天线确定单元的结构。
图18示出了图16所示的差测量单元的结构。
图19示出了图18所示的频率误差估计单元的结构。
图20示出了图16所示的差测量单元的结构。
具体实施例方式
现在，将根据并未限制本发明的范围而是作为本发明的例子的优选实施例，对本发明进行描述。在实施例中所描述的所有特征及其组合对本发明均未必是不可或缺的。
第一实施例本发明的第一实施例涉及一种设置有自适应阵列天线的接收机，其利用多个天线接收无线电信号作为同步信号(burst signal)，并通过分别以不同的加权系数对接收到的信号进行加权而对所接收到的信号进行合成。同步信号由设置在头部中的已知训练信号和数据信号组成。为了减少处理延迟，接收机通过以加权系数对接收到的信号进行加权，对接收到的信号进行合成，而几乎不延迟接收到的信号。通过LMS算法一个接一个地更新加权系数。但是，由于在训练信号间隔的初始周期中，情况常常是加权系数并未收敛，所以作为训练信号间隔中的加权系数，使用事先准备好的全向天线模式的加权系数。使用由LMS算法更新的自适应阵列天线模式的加权系数，作为数据信号的间隔中的加权系数。
图1按照本发明的第一实施例示出了包括发射机100和接收机106的通信系统。发射机100包括调制器102、RF单元104和天线132。接收机106包括第一天线134a、第二天线134b、第n天线134n、RF单元108、信号处理单元110和解调器112。这里，第一天线134a、第二天线134b和第n天线134n统称为天线134。
调制器102对要发射的信息信号进行调制，并产生发射信号(此后，包含在发射信号中的一个信号也被称为“符号”)。可以使用如QPSK(四相移键控)、16QAM(16正交幅度调制)、GMSK(高斯滤波最小相移键控)等任意调制方案。在以下的实施例中，描述了使用QPSK的示例。此外，在多载波通信的情况下，发射机100设置有多个调制器102或逆傅立叶变换单元。在谱扩展通信的情况下，调制器102设置有扩展单元。
RF单元104将发射信号变换为射频信号。在其中包括频率变换单元、功率放大器、频率振荡器等等。
发射机100的天线132发射射频信号。天线可以具有任意的方向性，而且天线的数目也可以是任意的。
接收机106的天线134接收射频信号。在本实施例中，天线134的数目为n。当在本实施例中描述接收机具有第n部件时，意味着为接收机106所设置的部件的数目与天线134的数目相同，其中，第一、第二、…第n部件基本上并行执行相同的操作。
RF单元108将设备信号变换为基带接收信号300。为RF单元108设置频率振荡器等。在多载波通信的情况下，RF单元108设置有傅立叶变换单元。在扩频通信(spectrum spreading communication)的情况下，RF单元108设置有解扩单元(despreading unit)。
信号处理单元110利用各自通过加权系数的加权，对基带接收信号330进行合成，并自适应地控制每个加权系数。
解调器112对合成信号进行解调，并对发射信息信号进行判定。解调器112也可以设置有针对相干检测的延迟检测电路或载波再生电路。
图2和图3示出了分别用在与图1所示的通信系统不同的通信系统中的其他同步格式。在这些图中也示出了包括在同步信号中的训练信号和数据信号。图2示出了用在个人手机系统的业务信道中的同步格式。在同步最开始的4个符号中放置用于定时同步的前同步码。前同步码的信号和惟一字可以用作信号处理单元110的已知信号，从而，信号处理单元110可以利用前同步码和惟一字作为训练信号。跟随在前同步码和惟一字之后的数据和CRC都是信号处理单元110所未知的，并对应于数据信号。
图3示出了用在作为一种无线LAN(局域网)的IEEE 802.11a的业务信道中的同步格式。IEEE 802.11a采用OFDM(正交频分复用)调制方案。在OFDM调制方案中，对傅立叶变换的大小和保护间隔的符号数目求和，并由总和形成单元。应当注意的是，本实施例中，这样一个单元被描述为一个OFDM符号。在同步最开始的4个OFDM符号中放置主要用于定时同步和载波再生的前同步码。前同步码的信号可以用作信号处理单元110的已知信号，从而，信号处理单元110可以利用前同步码作为训练信号。跟随在前同步码之后的头和数据都是信号处理单元110所未知的，并对应于数据信号。
图4示出了图1所示的接收机106的结构。RF单元108包括统称为预处理单元114的第一预处理单元114a、第二预处理单元114b、…和第n预处理单元114n。信号处理单元110包括统称为BB输入单元116的第一BB输入单元116a、第二BB输入单元116b、…和第n BB输入单元116n；合成单元118；统称为加权计算单元120的第一加权计算单元120a、第二加权计算单元120b、…和第n加权计算单元120n；上升沿检测单元122；控制单元124；训练信号存储器126；天线确定单元10；初始加权数据设置单元12；差测量单元14；差补偿单元16；加权切换单元18。解调器112包括同步检测单元20、判定单元128和求和单元130。
此外，用在接收机106中的信号包括统称为基带接收信号300的第一基带接收信号300a、第二基带接收信号300b、…和第n基带接收信号300n；训练信号302；控制信号306；误差信号308；统称为控制加权系数310的第一控制加权系数310a、第二控制加权系数310b、…和第n控制加权系数310n；天线选择信号314；差误差信号316；统称为更新加权系数318的第一更新加权系数318a、第二更新加权系数318b、…和第n更新加权系数318n；统称为初始加权系数320的第一初始加权系数320a、第二初始加权系数320b、…和第n初始加权系数320n；以及统称为加权系数322的第一加权系数322a、第二加权系数322b、…和第n加权系数322n。
预处理单元14将射频信号转化为基带接收信号300。
上升沿检测单元122检测同步信号的开始，用以根据基带接收信号300来触发信号处理单元110的操作。将检测到同步信号的开始的定时通知控制单元124。控制单元124根据同步信号的开始定时，计算训练信号302的间隔结束的定时。按照需要将这些定时通知给每个单元，作为控制信号306。
天线确定单元10测量在训练信号302的间隔开始之后每个基带接收信号300的功率，以便选择一个天线134，在训练信号302的间隔中使其有效，然后确定其功率变为最大的一个基带接收信号300。此外，天线确定单元10输出此信息，作为天线选择信号314。
初始加权数据设置单元12设置用在训练信号302的间隔中的加权系数322，作为初始加权系数320。初始加权数据设置单元12通过设置一个初始加权系数320为1而设置其他加权系数320的数值为0，使得只有一个初始加权系数320有效。根据天线选择信号314，决定将要使其有效的一个初始加权系数320。
训练信号存储器126存储训练信号302，并根据需要输出训练信号。
加权计算单元120通过LMS算法、根据基带接收信号300和后述误差信号308，更新控制加权系数310。
差测量单元14根据基带接收信号300和训练信号302，估计在后述合成单元118中所执行的合成处理的结果之间的差，其中，一个结果通过对初始加权系数320和基带接收信号300进行合成处理而获得，而另一个结果通过对控制加权系数310和基带接收信号300进行合成处理而获得。通过利用初始加权系数320而获得的合成结果其实是对应于一个天线134的基带接收信号300。因而，可以得到以下表达式(1)。这里，假设一个天线134是第i天线134。
xi(t)＝hiS(t)exp(jΔωt)+ni(t)------(1)这里，hi是无线周期的响应特性，S(t)是发射信号，Δω是发射机100与接收机106的频率振荡器之间的频率偏移，而ni(t)是噪声。另一方面，由下式给出从同步信号的头区域开始更新的控制加权系数310wi∑hiwi＝1 ------(2)这里，假设控制加权系数已经足够地收敛。
通过执行基于上述表达式(2)的合成处理，可以获得以下合成处理的结果。
y(t)＝S(t)exp(jΔωt)+n(t)------(3)通过将(1)和(3)中所示的合成结果相比较，由下式给出差误差信号316CC＝hi------(4)差补偿单元16以差误差信号316补偿控制加权系数310，并输出补偿的结果，作为更新加权系数318。
加权切换单元18根据控制信号306的指令，在训练信号302的间隔中选择初始加权系数320，在数据信号的间隔中选择更新加权系数318。然后，加权切换单元18输出这些系数，作为加权系数322。
合成单元118以加权系数322对基带接收信号300进行加权，然后，对其求和。
同步检测单元20根据同步信号进行同步检测，以及也执行同步检测所需的载波再生。
判定单元128通过将求和所获得的信号与预定的阈值相比较，判定发射信息信号。这种判定可以是硬件实现的，也可以是软件实现的。
求和电路130根据同步检测信号与判定信号之间的差值，产生将要用在加权计算单元120中的LMS算法中的误差信号308。在理想的状态下，误差信号为零，由于LMS算法控制加权系数310，使得误差信号308可能变得很小。
图5到图7示出了第一预处理单元114a的多种结构。接收机106中的第一预处理单元114a可以接受和处理如图2或图3所示的不同通信系统中的多种信号，从而，在此之后的信号处理单元110可以进行操作，而忽略通信系统的差别。图5中的第一预处理单元114a用于如个人手机系统、便携式电话系统等如图2所示的单载波通信系统。图5中的第一预处理单元114a包括频率转化单元136、准同步监测器138、AGC(自动增益控制)140、AD转换单元142和定时检测单元144。图6所示的第一预处理单元114a用于如W-CDMA(宽带-码分多址)或与IEEE 802.11b相关实现的无线LAN等扩频通信系统。除了图5所示的第一预处理单元114a之外，图6所示的第一预处理单元114a还包括解扩单元172。第一预处理单元114a用于如IEEE 802.11a或Hiper LAN/2等如图3所示的多载波通信系统。除了图6所示的第一预处理单元114a之外，图7所示的第一预处理单元114a还包括傅立叶变换单元174。
频率转化单元136将射频信号转化为一个中频信号、多个中频信号或其他信号。准同步检测器138利用频率振荡器对中频信号进行正交检测，并产生基带模拟信号。由于包含在准同步检测器138中的频率振荡器与设置在发射机100中的频率振荡器相互独立地工作，两个振荡器之间的频率相互不同。
AGC 140自动地对增益进行控制，使得基带模拟信号的幅度可以变为处于AD转换单元142的动态范围之内的幅度。
AD转换单元142将基带模拟信号转换为数字信号。通常将用于把基带模拟信号转换为数字信号的采样间隔设置得比符号间隔短，以便压缩对信号的退化。这里，将采样间隔设置为符号间隔的一半(此后，以此采样间隔进行了数字化的信号被称为“高速数字信号”)。
定时检测单元144从高速数字信号中选择最优采样定时的基带接收信号300。代替地，定时检测单元144通过对高速数字信号执行合成处理等，产生具有最优采样定时的基带接收信号300。
图6所示的解扩单元172根据预定的代码序列，对基带接收信号300进行相关处理。图7中的傅立叶单元174对基带接收信号300进行傅立叶变换。
图8示出了定时检测单元144的结构。定时检测单元144包括统称为延迟单元146的第一延迟单元146a、第二延迟单元146b、…和第(n-1)延迟单元146n-1；统称为乘法单元150的第一乘法单元150a、第二乘法单元150b、…、第(n-1)乘法单元150n-1和第n乘法单元150n；统称为数据存储器152的第一数据存储器152a、第二数据存储器152b、…、第(n-1)数据存储器152n-1和第n数据存储器152n；求和单元154；判定单元156；主信号延迟单元158；以及选择单元160。
延迟单元146针对相关处理，延迟输入的高速数字信号。将高速数字信号的采样间隔设置为符号间隔的一半。但是，将延迟单元146的延迟量设置为符号间隔，从而，从每隔一个延迟单元146向乘法单元150输出高速数字信号150。
数据存储器152针对定时同步，存储每个前同步码信号的1个符号。
乘法单元150对高速数字信号和前同步码信号执行乘法，并通过求和单元154，对相乘的结果进行累加。
判定单元156根据求和的结果，选择最优的采样定时。高速数字信号的采样间隔是符号信号的一半，而用于求和的高速数字信号的间隔等于符号间隔，因而，对于与每个移位采样定时相对应的每隔一个高速数字信号，存在两类求和结果。判定单元156比较这两类求和结果，并决定与较大求和结果相对应的定时作为最优的采样定时。此判定不一定非要通过将两类求和结果比较一次而做出，也可以通过将其比较多次而做出。
主信号延迟单元158将高速数字信号一直延迟到判定单元156确定最优采样定时为止。
选择单元160从高速数字信号中选择与最优采样定时相对应的基带接收信号300。这里，从两个连续的高速数字信号中顺序选择一个高速数字信号。
图9示出了包含在信号处理单元110中的上升沿检测单元122的结构。上升沿检测单元122包括功率计算单元162和判定单元164。功率计算单元162计算每个基带接收信号300的接收功率，然后累加每个基带接收信号的接收功率，以获得通过所有天线134所接收到的信号的总功率。
判定单元164将信号的总接收功率与预定条件进行比较，并在满足该条件时，判定检测到了同步信号的开始。
图10示出了上升沿检测单元122的操作。检测单元164将内部计数器T设置为零(S10)。功率计算单元162计算来自基带接收信号300的接收功率(S12)。判定单元164将接收到的功率与阈值进行比较。当接收到的功率比阈值大时(S14中的“是”)，判定单元164在T上加1(S16)。当T变得大于预定数值τ时(S18中的“是”)，判定检测到了同步信号的开始。重复上述处理，直到检测到同步信号的开始为止(S14中的“否”、S18中的“否”)。
图11示出了天线确定单元10的结构。天线确定单元10包括统称为电平测量单元22的第一电平测量单元22a、第二电平测量单元22b、…和第n电平测量单元22n；以及选择单元24。
电平测量单元22根据控制信号306检测同步信号的开始定时，并在从开始定时开始的指定间隔期间，测量每个基带接收信号300的功率。
选择单元24通过比较每个基带接收信号300的功率，选择具有最大功率的基带接收信号300，然后，输出结果，作为天线选择信号314。
图12示出了第一加权计算单元120a的结构。第一加权计算单元120a包括切换单元48、复共轭单元50、主信号延迟单元52、乘法单元54、步长参数存储器56、乘法单元58、求和单元60和延迟单元62。
切换单元48通过根据控制信号306检测同步信号的开始定时和训练信号302的间隔的结束定时，在训练信号302的间隔中选择训练信号302，然后，在数据信号的间隔中选择误差信号308。
主信号延迟单元52延迟第一基带接收信号300a，使得第一基带接收信号300a可能与上升沿检测单元122所检测到的定时同步。
乘法单元54通过将在复共轭单元50中复共轭变换之后的相位误差308与受到主信号延迟单元52延迟的第一基带接收信号300a相乘，产生第一乘法结果。
乘法单元58通过将第一乘法结果与存储在步长参数存储器56中的步长参数相乘，产生第二乘法结果。通过延迟单元62和求和单元60反馈回第二乘法结果，并与新的第二乘法结果相加。然后，通过LMS算法顺序更新求和的结果。输出此求和结果，作为第一加权系数310a。
图13示出了差测量单元14的结构。差测量单元14包括复共轭单元44、选择单元64、缓冲器单元66和乘法单元68。
选择单元64根据天线选择信号314，选择与在训练信号302的间隔中使其有效的一个初始加权系数320相对应的基带接收信号300。
缓冲器单元66根据控制信号306检测同步信号的开始定时，并输出位于初始定时的基带接收信号300。
乘法单元68将在复共轭单元44中进行了复共轭处理之后的训练信号302与从缓冲器单元66输出的一个基带接收信号300相乘，然后，输出差误差信号316。这里，假设训练信号302和基带接收信号300均是同步信号的头信号。
图14示出了差补偿单元16的结构。差补偿单元16包括统称为乘法单元70的第一乘法单元70a、第二乘法单元70b、…和第n乘法单元70n。
乘法单元70根据控制信号306检测训练信号302的间隔的结束定时。然后，乘法单元70将控制加权系数310与差误差信号316相乘，并输出更新加权系数318。
图15示出了包含在信号处理单元110中的合成单元118的结构。合成单元118包括统称为延迟单元166的第一延迟单元166a、第二延迟单元166b、…和第n延迟单元166n；统称为乘法单元168的第一乘法单元168a、第二乘法单元168b、…和第n乘法单元168n；以及求和单元170。
由于延迟单元166的延迟时间是从上升沿检测单元122检测到同步信号的头开始直到初始加权数据设置单元12通过加权切换单元18设置加权系数322为止，通常可以忽略延迟单元166的处理延迟。从而，可以实现具有较小处理延迟的合成处理。
乘法单元168将延迟单元166延迟了的基带接收信号300与加权系数322相乘。求和单元170累加乘法单元160的总乘法结果。
以下将对具有上述结构的接收机106的操作进行描述。通过正交检测等，将多个天线134所接收到的信号转化为基带接收信号300。当上升沿检测单元122从基带接收信号300中检测到同步信号的开始时，开始训练信号302的间隔。在训练信号302的间隔的开始定时，天线确定单元10选择一个基带接收信号300。然后，初始加权数据设置单元12设置初始加权系数320，其中，只有与选中基带接收信号300相对应的初始加权系数320有效。
在训练信号302的间隔中，加权切换单元18输出初始加权系数320，作为加权系数322，而且合成单元118累加以加权系数322对其进行加权后的基带接收信号300。与此同时，加权计算单元120通过LMS算法更新控制加权系数310。在数据信号的间隔中，差补偿单元16以在差测量单元14中计算的差误差信号316补偿控制加权系数310，然后，将其输出，作为更新加权系数318。此外，加权切换单元18输出更新加权系数318，作为加权系数322，而且合成单元118利用加权系数322对基带接收信号300进行加权，并将其累加。
按照第一实施例，由于与加权系数的收敛无关，甚至在训练信号的间隔中也执行合成处理，所以可以减少处理延迟。此外，由于针对训练信号的间隔中的加权信号使用了全向天线模式，所以可以实现与位于附近的无线电台之间的通信。可以在全向天线模式和自适应阵列天线模式之间平滑地切换加权系数。
第二实施例在第二实施例中，与第一实施例相同，利用加权系数对接收到的信号进行加权，并合成。由于在事先准备好的全向天线模式与通过LMS算法更新的自适应阵列模式之间进行切换，几乎不会发生处理延迟。在第一实施例中，在包含在同步信号中的训练信号结束时，以无差别的方式进行加权系数在两种类型之间的切换。另一方面，在第二实施例中，在LMS算法收敛到预定的范围之内时，自适应地执行加权系数在两种类型之间的切换。
图16按照第二实施例示出了接收机106的结构。其结构几乎与图4所示的接收机106的结构相同。但是，图16所示的接收机106包括统称为收敛信息324的第一收敛信息324a、第二收敛信息324b、…和第n收敛信息324n。
图4所示的加权切换单元18以在训练信号302的间隔中选择初始加权系数320而在数据信号的间隔中选择更新加权系数的方式执行切换操作，其中，初始加权系数320的间隔的结束定时用以触发加权切换单元18。另一方面，加权切换单元18使用控制加权系数310在加权计算单元120中收敛的定时(此后，此定时也被称为“收敛定时”)。当由于对其进行更新而产生的控制加权系数310的波动收敛到某一范围内时，由控制单元124产生收敛定时，其中，事先确定所述某一范围。代替地，可以在更新误差信号308处于某一范围内时，由控制单元124产生收敛定时，其中，针对误差信号308，事先确定所述某一范围。
控制单元124按照需要将收敛定时通知给每个单元，而每个单元根据收敛定时，执行其指定的处理。
图17示出了天线确定单元10的结构。天线确定单元10包括切换单元72、电平测量单元74、存储器76和选择单元24。
切换单元72在预定的定时切换多个基带接收信号300，并输出一个基带接收信号300。可以对多个同步信号执行这种切换。
电平测量单元74测量由切换单元72所选择的基带接收信号300的功率。与图11所示的天线确定单元10不同，并不同时测量多个基带接收信号300的功率，而是逐一对每个基带接收信号300进行测量，从而，可以减小电平测量单元74的运算电路的规模。
存储器76存储基带接收信号300的计算功率。
图18示出了差测量单元14的结构。图18所示的差测量单元14在图13所示的差测量单元14上增加了频率误差估计单元78、间隔测量单元80、乘法单元82、复数变换单元84、复共轭单元86和乘法单元88。
在第二实施例中，与第一实施例不同，加权计算单元120开始更新控制加权系数310的定时是图3所示的同步格式的长前同步码的头。由下面的表达式(5)给出了从长前同步码的头开始更新的控制加权系数310wi。这里，假设控制加权系数310已经足够收敛。
∑hiwiexp(jΔωsT)＝1 ------(5)这里，sT是短前同步码间隔的时间长度。通过执行基于表达式(5)的合成处理，合成结果由下式给出y(t)＝S(t)exp(jΔωt)exp(-jΔωST)+n(t) ------(6)通过比较这些表达式，可以如下表示差误差信号316C。
C＝hiexp(-jΔωsT) ------(7)频率误差估计单元78根据基带接收信号300，估计频率误差Δω。间隔测量单元80根据训练信号302，测量短前同步码间隔的施加sT。
乘法单元82将频率误差与短前同步码间隔的时间相乘，并获得短前同步码的间隔中的相位误差。由复数变换单元84将此相位误差变换为复数，并由复共轭单元86对其进行复共轭处理。
乘法单元88将上述相位误差与对一个基带接收信号300和复共轭训练信号302所进行的乘法的结果相乘，然后，产生差误差信号316。
图19示出了频率误差估计单元78的结构。频率误差估计单元78包括统称为主信号延迟单元26的第一主信号延迟单元26a、第二主信号延迟单元26b、…和第n主信号延迟单元26n；统称为乘法单元28的第一乘法单元28a、第二乘法单元28b、…和第n乘法单元28n；统称为延迟单元30的第一延迟单元30a、第二延迟单元30b、…和第n延迟单元30n；统称为复共轭单元32的第一复共轭单元32a、复共轭单元32b、…和第n复共轭单元32n；统称为乘法单元34的第一乘法单元34a、第二乘法单元34b、…和第n乘法单元34n；平均单元36；相位变换单元38；以及训练信号存储器42。
乘法单元28通过将在主信号延迟单元26中延迟过的基带接收信号300与复共轭变换之后的训练信号302相乘，获得并不包括发射信号分量的接收信号Zi(t)。由下式给出接收信号Zi(t)Zi(t)＝xi(t)S*(t) ------(8)＝hiexp(jΔωt)
这里，假设噪声足够小，从而忽略噪声。
延迟单元30和复共轭单元32延迟Zi(t)，然后将Zi(t)变换为复共轭。在乘法单元34中，将变换为复共轭的Zi(t)与原始的Zi(t)相乘。由下式给出乘法的结果AiAi(t)=Zi(t)Zi*(t-T)---(9)]]>=exp(jΔωt)]]>这里，将延迟单元30的延迟时间设置为符号间隔T。
平均单元36对与每个天线相对应的乘法结果进行平均。同样，可以使用其时间漂移了的乘法结果。
相位变换单元38利用反正切ROM，将平均乘法结果A变换为相位信号B。
B＝ΔωT ------(10)图20示出了与图18所示的差测量单元14不同的差测量单元14的结构。通过在图18所示的差测量单元14上增加计数器单元90、乘法单元92、复数变换单元94、求和单元96、求和单元98和除法单元40构成图20所示的差测量单元14。在图18所示的差测量单元14中，只对同步信号的头信号执行基带接收信号300与训练信号302的乘法。另一方面，在图20所示的差测量单元14中，在指定时间期间执行乘法，并对其结果进行平均。
求和单元98在指定的时间间隔(此后，称为“平均时间”)期间累加乘法单元96的乘法结果，以便对基带接收信号300与训练信号302的乘法结果进行平均。
计数器单元90对符号间隔进行计数，以便根据从频率误差估计单元78输出的频率误差，获得与平均时间相对应的相位误差。乘法单元92通过分别将每个计数器数值与频率误差相乘，获得与每个计数器数值相对应的相位误差。在复数变换单元94中，将相位误差变换为复数，并在平均时间内，在求和单元96中进行累加。
除法单元40求和单元98所累加的乘法结果除以求和单元96所累加的相位误差。随后的处理与图18所示的差测量单元14的处理相同。
以下将对具有上述结构的接收机106的操作进行描述。通过正交检测等，将多个天线134接收到的信号转换为基带接收信号300。当上升沿检测单元120从基带接收信号300中检测到同步信号的开始定时时，训练信号302的间隔开始。在训练信号302的间隔的开始定时，天线确定单元10选择一个基带接收信号300，并由初始加权数据设置单元12设置初始加权系数320，在初始加权系数320中，只有与选中的基带接收信号300相对应的一个初始加权系数320有效。之后，加权切换单元18输出初始加权系数320，作为加权系数322，而且合成单元118以加权系数322对基带接收信号300进行加权，并将其累加。
与此同时，加权计算单元120通过LMS算法更新控制加权系数310。当控制加权系数310收敛在指定范围内时，差补偿单元16按照来自控制单元124的指令，以在差测量单元14中计算的差误差信号316补偿控制加权系数310，然后，将其输出，作为更新加权系数318。此外，加权切换单元18输出更新加权系数318，作为加权系数322，而且合成单元118利用加权系数322对基带接收信号300进行加权，并将其累加。
按照第二实施例，与加权系数的收敛无关，甚至在训练信号的间隔中也执行合成处理。从而，可以减少处理延迟。此外，在自适应算法收敛在训练信号间隔期间的情况下，通过将其反映于加权系数，可以对响应特性加以改进。这是因为根据自适应算法的收敛定时，进行加权系数在两种类型之间的切换。
尽管已经通过示例性实施例对本发明进行了描述，应当理解的是，本领域的技术人员在不偏离所附权利要求所定义的本发明的范围的前提下，可以进行多种改变和替代。
在本实施例中，初始加权数据设置单元12针对天线确定单元10所选中的一个基带接收信号300，所述基带接收信号300具有最大的功率，设置初始加权系数320的有效数值，而单元12将其他初始加权系数320设置为无效。但是，未必需要根据功率来设置初始加权系数320。例如，可以将一个固定的初始加权系数320设置为有效数值，而可以将其他初始加权系数320设置为无效。在这种情况下，天线确定单元10是不必要的。
在本实施例中，初始加权数据设置单元12针对天线确定单元10所选中的一个基带接收信号300，设置初始加权系数320的有效数值，所述基带接收信号300具有最大的功率，而单元12将其他初始加权系数320设置为无效。但是，未必需要设置针对初始加权系数320的全向天线模式的加权。例如，可以对应用在已经接收到的同步信号中的更新加权系数318或控制加权系数310进行设置。在无线电发射状态的波动较小时，可以估计的是，此设置并不会引起响应特征的严重退化。
在本实施例中，加权计算单元120使用LMS算法作为自适应算法。但是，可以使用如RLS算法等另外的算法。此外，可以不更新加权系数。即，如果按照估计无线电发射状态、运算电路的规模等选择自适应算法就足够了。
在第一实施例中，上升沿检测单元122计算基带接收信号300的功率，并根据计算结果检测同步信号的上升沿。但是，可以通过实现另外的结构检测同步信号的上升沿。例如，可以通过如定时检测单元144的结构所示的匹配滤波器检测上升沿。即，如果精确地检测同步信号的上升沿就足够了。
在第一实施例中，训练信号间隔是将初始加权系数320变化为加权系数322的时间。但是，此时间并不需要局限于训练信号的间隔。例如，时间可以比训练信号的间隔短。即，可以按照训练信号间隔的长度和所需估计精确性设置此时间。
在第二实施例中，将包含在频率误差估计单元78中的延迟单元30的延迟时间设置为1个符号。但是，延迟时间并不局限于1个符号。例如，延迟时间可以是2个符号或者可以是训练信号的开始和结束之间的间隔中的符号。即，如果依照频率振荡器的稳定性并依照频率偏移量估计决定延迟单元30的最优延迟时间就足够了。
权利要求
1.一种处理接收到的信号的方法，所述方法包括从发射机输入来自第一天线端的第一信号和来自第二天线端的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；确定第二组加权系数；以及在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
2.按照权利要求1所述的方法，其特征在于还包括从发射机输入来自第三天线端的第三信号，其中所述第三信号包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分。
3.按照权利要求2所述的方法，其特征在于所述第一组加权系数通过所述第一、所述第二和所述第三信号。
4.按照权利要求1所述的方法，其特征在于还包括测量所述第一信号或所述第二信号的信道响应；以及使用所测量到的信道响应来产生差误差信号(gap errorsignal)，用于校正所述阵列合成器的输出信号中的相位差(phasegap)。
5.按照权利要求4所述的方法，其特征在于还包括根据所述差误差信号，更新所述第二组加权系数。
6.一种处理接收到的信号的方法，所述方法包括从发射机接收来自第一天线的第一信号和来自第二天线的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；确定第二组加权系数；以及在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
7.一种接收机，包括输入单元，用于从发射机输入来自第一天线端的第一信号和来自第二天线端的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；初始加权数据设置单元，用于使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；加权计算单元，用于确定第二组加权系数；以及加权切换单元，用于在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
8.按照权利要求7所述的接收机，其特征在于所述输入单元用于从发射机输入来自第三天线端的第三信号，其中所述第三信号包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分。
9.按照权利要求8所述的接收机，其特征在于所述第一组加权系数用于通过所述第一、所述第二和所述第三信号。
10.按照权利要求7所述的接收机，其特征在于还包括差测量单元，用于测量所述第一信号或所述第二信号的信道响应，以及使用所测量到的信道响应来产生差误差信号(gap error signal)，用于校正所述阵列合成器的输出信号中的相位差(phase gap)。
11.按照权利要求10所述的接收机，其特征在于还包括差补偿单元，用于根据所述差误差信号，更新所述第二组加权系数。
12.一种接收机，包括第一天线和第二天线；输入单元，用于从发射机接收来自第一天线的第一信号和来自第二天线的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；初始加权数据设置单元，用于使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；加权计算单元，用于确定第二组加权系数；以及加权切换单元，用于在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
13.一种配备有接收机的无线电移动终端，所述接收机包括第一天线和第二天线；输入单元，用于从发射机接收来自第一天线的第一信号和来自第二天线的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；初始加权数据设置单元，用于使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；加权计算单元，用于确定第二组加权系数；以及加权切换单元，用于在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
14.一种配备有接收机的无线电设备，所述接收机包括第一天线和第二天线；输入单元，用于从发射机接收来自第一天线的第一信号和来自第二天线的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；初始加权数据设置单元，用于使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；加权计算单元，用于确定第二组加权系数；以及加权切换单元，用于在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
全文摘要
一种处理接收到的信号的方法，所述方法包括从发射机输入来自第一天线端的第一信号和来自第二天线端的第二信号，其中所述第一信号和所述第二信号中的每一个均包含至少一个分组，所述至少一个分组具有训练部分和数据部分；使所述第一信号和所述第二信号通过信号检测器，然后使用第一组加权系数；确定第二组加权系数；以及在使用所述第一组加权系数的时间段之后，将所述第二组加权系数适用于阵列合成器。
文档编号H04B7/08GK1933353SQ20061014245
公开日2007年3月21日 申请日期2003年11月20日 优先权日2002年11月20日
发明者土居义晴 申请人:三洋电机株式会社