专利名称：Ofdm系统的码元同步的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信系统，尤其涉及OFDM系统的码元同步。
在通信系统中，信息承载信号通过引起信号失真的通信信道被从源发送到目的地。取决于通信信道特性，使用恰当的信号调制技术。
OFDM(正交频分复用)正在宽带通信中越来越流行。在OFDM系统中，数据信号被分布在许多等间隔、相互正交的副载波当中。OFMD调制通常是在发射机中通过IDFT(逆离散傅立叶变换，通常更高效地实现为IFFT——逆快速傅立叶变换)来实现，而解调通常通过DFT(离散傅立叶变换，通常更高效地实现为FFT——快速傅立叶变换)来实现。
所发送的信号被分组为各自由一次IDFT运算的所有输出样本组成的多个DFT码元。为了避免码元间干扰(ISI)，DFT码元通常被一些保护间隔(GI)所隔开。常用保护间隔的一种类型被称为循环前缀(CP)，它是具有Nu个样本的DFT码元的最后Ng个样本的副本。图1示出了具有循环前缀的OFDM码元。保护间隔和DFT码元形成Ns＝Nu+Ng样本的OFDM码元。
给定搜索窗口Ns、FFT大小Nu以及保护间隔长度Ng，则初始码元起始时间n′0可通过式1得到 式(1) 注意，计算绝对值的运算可由诸如幅值平方等替换性运算来代替。搜索窗口Ns被设为Nu+Ng。由于n′0是仅从一个码元数据计算出的，所以该值具有噪声且信噪比(SNR)较低。对码元起始时间更精确的估计n＂0可如式2所示的通过将数据在n′0附近的少量码元上作平均来计算出 式(2) 这里，Δ和K’是窗口计算展开式和用于平均的码元数目，而r和K’是大于或等于1的整数。例如，r可被设为16而K’可被设为3到5。
相关T(n)中使用的信号样本是接收到的信号。虽然在发射机中CP的Ng个样本与DFT码元的最后Ng个样本严格等同，但由于信道失真它们在接收机处是不一样的。实际上，CP中前L个样本受前一码元的影响而DFT码元中的相应样本受同一样本中的样本影响。因此，该简单的峰值相关技术在相对较好的信道条件下通常可较好地工作，但在由于例如存在多径和多普勒效应而使得信道条件恶劣的情况下不能正确地标识码元边界。
因此，需要一种即使在恶劣的信道条件下也能高效而准确地标识OFDM码元边界的技术。
发明内容
根据本发明的一个实施例，通信系统中的码元同步被执行如下。接收对应于发送的信号的多个码元，其中这多个码元包括保护间隔。使用这多个接收到的码元得到峰值相关。得到峰值相关的二阶导数以标识保护间隔内各自对应于信道冲激响应的一个或多个峰值。基于峰值相关的二阶导数估计每个接收到的码元的码元起始时间。
在一个实施例中，定位覆盖一个或多个峰值的具有预定数目个样本的窗口的位置。
在另一实施例中，上述预定数目个样本等于或少于保护间隔样本。
在另一实施例中，峰值相关的二阶导数被用于标识相应保护间隔的具有最大尖峰能量的窗口。
在又一实施例中，这多个码元是OFDM码元。
在又一实施例中，峰值相关的一阶和二阶导数是使用彼此相距预定数目个样本的数个样本得到的。
在另一实施例中，在估计码元起始时间之后，从这多个码元中移除保护间隔。
根据本发明的另一实施例，通信系统中的码元同步被执行如下。接收对应于发送的信号的多个码元，其中这多个码元包括保护间隔。使用这多个接收到的码元得到峰值相关。在每个保护间隔中，基于峰值相关得到具有的最大相关能量的一个窗口的样本。使用所得到的样本估计每个接收到的码元的码元起始时间。
在一个实施例中，这一个窗口的样本等于或少于保护间隔样本。
在另一实施例中，在估计码元起始时间之后，从这多个码元移除保护间隔。
通过参照说明书的剩余部分和附图可认识到这里所公开的发明的实质和优点的进一步理解。
图1示出了具有循环前缀的OFDM系统。
图2示出了在其中实现本发明的实施例的基于OFDM的无线接收机的框图； 图3描绘了无失真的理想信道的相关T(n)； 图4是描绘了图2中接收机所执行的操作序列的流程图； 图5是示出了根据本发明的一个实施例的用于码元同步的第一技术的流程图； 图6是示出了根据本发明的另一实施例的用于码元同步的一替换技术的流程图；以及 图7-10是用以示出本发明的部分优点的示例性多径信道的仿真结果。
本发明的具体描述 根据本发明的一个示例性实施例，图2示出了在其中实现本发明的实施例的基于OFDM的无线接收机的框图。图4是将被用以描述图2中接收机的操作的流程图。RF调谐器100通过天线接收射频信号。根据已知技术，所需信号被调谐器100所选择并通过下变频器/滤波器模块110被下变频和滤波。块110的输出为模拟基带信号(或在比原始射频信号低得多的频率上的通带信号)，它由模数转换器120使用常规技术转换为数字信号。这在图4中由步骤402绘出。接着，在步骤404，该数字信号用在码元同步块130中使用本发明的一种技术正确标识的码元边界被分组为多个码元。在步骤406，在经分组的码元被传送到FFT块150之前，由块140移除保护间隔(通常为循环前缀)。在步骤408和410，根据常规技术由解码器200对FFT块150的输出作进一步处理。这些码元由一些保护间隔(循环前缀)隔开以帮助预防码元间干扰(ISI)。显然，正确标识码元边界非常关键。
如图1所示，通过复制DFT码元中的最后Ng个样本创建CP的Ng个样本。该属性被用于码元边界标识。在一个实施例中，码元同步块130可仅在信道捕捉的开始时启用以得到码元定时的初始估计。在另一实施例中，在启用码元同步块130之前必须已知Nu和Ng的值。基于使用本发明的一种技术得到的标识的码元边界，循环前缀移除块140在将其输入馈送至FFT处理块150之前从其移除循环前缀。
常规技术主要基于上式2中所示的峰值相关T(n)来检测OFDM码元边界。假设传输信道具有长度LCIR的冲激响应CIR。在接收机处，码元的前LCIR个样本将受前一码元的影响。实际上，前一码元的最后一个样本影响接着的LCIR个样本，即CP中的前LCIR个样本。因此，只要避免前一码元中最后一个样本对当前码元的影响，就可完全移除ISI。由于一码元的前Ng个样本是将在FFT之前被丢弃的CP，只要LCIR≤Ng，则在准确标识码元边界的情况下就可完全避免ISI。最后一个样本对当前码元的影响在于CIR的形状。
根据本发明的实施例的码元同步的主要目标是定位CP内的信道冲激响应或定位CP内CIR的尽可能多的能量。然而，峰值相关T(n)本身并未容易地示出CIR。例如在示出了无失真的理想信道的图3中，CIR仅是一冲激，而相关T(n)具有三角形形状，其峰值指示码元边界的位置。然而对于恶劣的信道，相关T(n)本身未标识码元边界的位置。图7示出了一示例性3路径信道的相关T(n)，其中Nu是8,192、Ng是2,048且信道是Ng的90％。如所看到的，CIR并不能根据图7中的T(n)被容易地标识。
根据本发明的第一实施例，该问题被如下解决。图5中的流程图将被用来描述该第一实施例。利用已知技术，使用由模数转换器块120生成的数字样本，在步骤502计算出对于一个n值的相关T(n)并随后在步骤504中计算出对于不同n值的相关T(n)。基于计算出的T(n)，找到为n＂0的峰值。然后，在步骤506，计算T(n)在n＂0附近的一阶和二阶导数，这是使用n＂0每侧具有W个样本的窗口来计算的。例如，可将W选为等于Ng。由于连续T(n)样本之间的差可能有噪声，所以如式3所指示的使用相距Δ的样本来计算T’(n)和T”(n)(n＝k·Δ+n＂0，其中Δ是大于或等于1的整数，通常为2的幂) T′(n)＝T(n)-T(n-Δ)，n＝k·Δ+n＂0，-r≤k≤r+1 T＂(n)＝T′(n+Δ)-T′(n)，n＝k·Δ+n＂0，-r≤k′≤r 式(3) 其中r是W/Δ的整数部分。
注意，在每组的开始处，T(n)的斜率变化具有一明显的相应负尖峰。这在图7和8中由虚线箭头标记。这些负尖峰表示CIR中的能量尖峰。通过找到具有最大尖峰能量的为Ng的窗口，CP中的CIR能量通常被最大化。可利用该特征以使用以下式4来得到码元开始时间n0的最终估计 式(4) τ是调节项，例如 f(n)的最小化捕捉n＂0附近长度为Ng的包含最多负尖峰的窗口，其对应于最大的CIR能量，并指示信道CIR的最可能的布置。如在式4中n0的计算所示的，信道的起始是该窗口的开始。由于Δ的分辨率的原因，因子τ是对n0的调节，根据一个实施例其最大值为16个样本。
本发明的一替换性实施例由图6中的流程图绘出。首先，与图5中实施例的步骤502和504一样，利用已知技术使用由模数转换器块120生成的数字样本，在步骤602中计算出对于一个n值的相关T(n)并在步骤604中计算出对于不同n值的相关T(n)。然后基于计算出的T(n)找到为n＂0的峰值。在步骤606中，根据式5计算具有最大相关能量的为Ng的窗口 式(5) τ是调节项，例如 分别由图7、8和9、10绘出的这两个示例将被结合图3中所绘的理想信道以用于传达本发明的一些特征。对于图3中所绘的理想信道，T”(k’)将只是一负尖峰，这是对CIR的清楚的指示。对于图7-10所示的多径信道，它们通常是指示CIR中的多个路径的多个尖峰。图7-10示例描绘了3路径信道。在图7和8所绘的示例中，信道是由具有三个独立的衰落群的单频网络(SFN-其中各个位置的发射机使用同一频率)信道构成的，每个群长5μs并表示以5.4dB C/N和150Hz多普勒从单个发射机发射的Raleigh衰落信号。这些群被分开地置于0、0.5*Ng和0.9*Ng上，信道的最后一个抽头在Ng的90％的点上。其T(n)和T”(k’)分别在图7和8中示出。
由于SFN中的每个群是以不同强度独立衰落的，所以T(n)的峰值可能不会出现在SFN群的当中。图9示出了CIR中有三个群的3路径信道的T(n)，并且最大的峰值是第三个群。如果按常规方法码元的起始仅由T(n)的峰值来确定，则产生图9中所示的T(n)的SFN信道实现将导致显著的码元错位(misalignment)和ISI。如果峰值以相等概率出现在每个群位置上，则使用常规峰值相关方法造成较大定时错位的概率为2/3。根据本发明的一个实施例，T”(k’)选取包括图9和10中虚线箭头所示的第一个群在内的所有群产生的负尖峰，由此使得能够选择接近理想的n0。对n0的较佳估计导致显著更少的ISI并由此导致更佳的总体系统性能。
由CP内平均信道捕获能量(MCEC)度量的一示例性码元定时估计器的性能被总结在表1中。在表1中针对SNR＝5.4dB、多普勒＝150Hz、载波偏移＝1500Hz、BW＝8MHz、使用图5中第一实施例的200个试验对MCEC值进行列表。
表1 每个信道实现是具有两个或3个独立的Raleigh衰落群的SFN信道。这些群之间的间隔在三个群的情形中约为LCIR的50％而在两个群的情形中约为LCIR的95％。CIR的长度LCIR为Ng的90％或50％。仿真了长度为Nu/4和Nu/8的Ng，因为更短的保护间隔不适于这种SFN工作环境。常规峰值相关法的性能在长度为Ng的90％的信道情形下对于三个群最佳为67％而对于两个群最好为75％，与其相比，本发明的实施例提供了显著的性能改善。
用以度量码元定时估计器的性能的另一方法是按样本计的平均丢失距离(MMD)。丢失距离被定义为所估计的码元起始时间与“无关(don’t care)”窗口的边缘之间的差。该窗口的右边缘表示确切的码元起始时间，而窗口的左边缘表示在不招致任何ISI的情况下与精确的起始时间相比码元起始估计可以早多久。如果码元起始估计落在该窗口之外，则出现ISI。该窗口的长度取决于保护间隔长度Ng的长度和信道冲激响应LCIR的长度。
下表2总结了使用图5中的第一实施例在与表1中相同的仿真条件下在MMD方面的码元定时估计器性能。即，表2示出了对于SNR＝5.4dB、多普勒＝150Hz、载波偏移＝1500Hz、BW＝8MHz、使用图5中第一实施例的200个试验的按样本计的MMD。使用常规方法，其LCIR长度为Ng的90％的信道中的MMD对于三个群和两个群分别为Ng的46.7％和45％。再次与常规方法相比，在信道长度LCIR超过Ng的50％时本发明的实施例提供了显著改善。
表2 下表3和4分别将使用图6中的替换实施例在与表1和2中相同的仿真条件下得到的仿真MCEC和MMD值列表。
表3
表4 以下表5和6将使用基于相关的峰值的常规方法在与表1-4中相同的仿真条件下得到的仿真MCEC和MMD值列表。
表5
表6 还在仅有一个群的静态信道条件下评估码元定时估计器的性能，如图表7和8所示。在表7和8中，针对SNR＝5.4dB、载波偏移＝1500Hz、BW＝8MHz、单个群、使用图5中的第一实施例的200个试验将MCEC和MMD值列表。该群的长度约为3.3μs且信道带宽为8MHz。如果Ng为Nu的1/16，则对于FFT大小为2K、4K和8K，信道长度分别约为Ng的24％、12％和6％。如果Ng为Nu的1/32，则信道长度与Ng之间的比率翻倍。如所看到的，在这些条件下码元定时估计器仍然性能良好。
表7
表8 下表9和10分别将使用图6中的替换实施例在与表7和8中相同的仿真条件下得到的仿真MCEC和MMD值列表。
表9
表10 下表11和12分别将使用基于相关的峰值的常规方法在与图7-10中相同的仿真条件下得到的仿真MCEC和MMD值列表。
表11
表12 从这些结果可看出本发明的实施例要优于常规技术很多，特别是在恶劣的无线信道情况下尤其如此。
虽然以上为本发明的优选实施例提供了完整的描述，但许多替换、变形、和等效方案是可能的。此外，本发明的一个或多个实施例的特征可与本发明的其它实施例的一个或多个特征相组合而不会背离本发明的范围。出于这些或其它原因，以上描述不应被理解为对本发明的范围的限制，而应由所附权利要求来限定本发明的范围。
权利要求
1.一种用于通信系统中进行码元同步的方法，所述方法包括
接收对应于所发送的信号的多个码元，所述多个码元包括保护间隔；
使用所述多个接收到的码元来得到峰值相关；
得到所述峰值相关的二阶导数以标识出保护间隔内各自对应于信道冲激响应的一个或多个峰值；以及
基于所述峰值相关的二阶导数估计每个接收到的码元的码元起始时间。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括
定位具有预定数目个样本的覆盖所述一个或多个峰值的窗口的位置。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于，所述预定数目个样本等于或少于保护间隔样本。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括
使用所述峰值相关的二阶导数，标识出相应保护间隔的具有最大尖峰能量的窗口。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述多个码元是OFDM码元。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述一个或多个峰值是负峰值。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述峰值相关的一阶和二阶导数是使用彼此相距预定数目个样本的数个样本来得到的。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括
在估计出所述码元起始时间后，从所述多个码元移除所述保护间隔。
9.一种用于在通信系统中进行码元同步的方法，所述方法包括
接收对应于发送的信号的多个码元，所述多个码元包括保护间隔；
使用所述多个接收到的码元得到峰值相关；
得到所述峰值相关的二阶导数以标识出相应保护间隔内的一个或多个峰值；以及
基于所述峰值相关的二阶导数估计每个接收到的码元的码元起始时间。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括
定位具有预定数目个样本的覆盖所述一个或多个峰值的窗口的位置。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述预定数目个样本等于或少于保护间隔样本。
12.如权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括
使用所述峰值相关的二阶导数，标识出相应保护间隔的具有最大尖峰能量的窗口。
13.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述多个码元是OFDM码元。
14.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述一个或多个峰值是负峰值。
15.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述峰值相关的一阶和二阶导数是使用彼此相距预定数目个样本的数个样本来得到的。
16.如权利要求9所述的方法，其特征在于，还包括
在估计出所述码元起始时间后，从所述多个码元移除所述保护间隔。
17.一种用于在通信系统中进行码元同步的方法，所述方法包括
接收对应于发送的信号的多个码元，所述多个码元包括保护间隔；
使用所述多个接收到的码元得到峰值相关；
在每个保护间隔中，基于所述峰值相关得到具有最大相关能量的一个窗口的样本；以及
使用所得到的样本估计每个接收到的码元的码元起始时间。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述一个窗口的样本等于或少于保护间隔样本。
19.如权利要求17所述的方法，其特征在于，所述多个码元是OFDM码元。
20.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括
在估计出所述码元起始时间后，从所述多个码元移除所述保护间隔。
全文摘要
通信系统中的码元同步被执行如下。接收对应于发送的信号的多个码元，其中这多个码元包括保护间隔。使用这多个接收到的码元得到峰值相关。得到峰值相关的二阶导数并根据该二阶导数标识相应保护间隔内的一个或多个峰值。基于该峰值相关的二阶导数估计每个接收到的码元的码元起始时间。
文档编号H04L27/14GK101366253SQ200680026648
公开日2009年2月11日 申请日期2006年7月18日 优先权日2005年7月19日
发明者G·隆, Y-W·常 申请人:米迪亚菲股份有限公司