失真控制设备和方法

专利名称：失真控制设备和方法
技术领域：
本发明涉及失真(distortion)控制设备和方法。
背景技术：
将参考图9描述基于一般W-CDMA制式的移动终端装置的发送侧电 路配置。基带信号包括正交调制的同相(in-phase)分量(将被称为I信 号)和正交分量(将被称为Q信号)。数字基带单元112生成此信号。用 于波形整形的RRC (Raised Root Cosine,根升余弦)滚降滤波器(roll-off filter) 110和lll对I信号和Q信号进行带限。到目前为止的处理为数字 信号处理。
D/A转换器108和109然后分别将I信号和Q信号转换成模拟信号。 公知的正交调制器106利用这些模拟信号对本地信号执行正交调制。由此 操作所生成的高频信号被输入到可变增益放大器(VGA) 105，可变增益 放大器105然后根据从数字基带单元112输出的增益控制信号或者由D/A 转换器107从增益控制信号转换的模拟信号而将所述高频信号放大到预定 电平(level)。
经过可变增益放大器105放大的高频信号包含许多虚假(spurious)分 量。带通滤波器(BPF) 104将这些虚假分量去除。得到的高频信号然后 由功率放大器(PA) 102放大并且从天线101发送。虽然电源103驱动功 率放大器102，但是图9将电源103的电压示出为固定电压。
图IO示出当前商用化的W-CDMA (被称为R99:版本99)移动终端 装置中用于生成基带信号的电路的配置。参考符号DPCCH表示控制信
5道，其是±1的二进制信号。乘法器133将此信号乘以扩频码Cc (其也是
土l的二进制信号)。乘法器134然后将信号乘以加权因子pc。另一方面， 参考符号DPDCH表示数据信道，其与DPCCH的情况一样也为土l的二进 制信号。乘法器130将此信号乘以扩频码Cd (其也是士l的二进制信 号)。乘法器131然后将得到的信号乘以加权因子pd。
在R99系统中，基带信号事实上仅包括这些双系统信号。扰频器138 将此信号乘以扰频码，并且然后输出实部和虚部分别作为I信号和Q信 号。参考符号132和135表示组合器；136表示乘以表示虚数的j的乘法 器；并且137表示将实部和虚部相加的加法器。
图11A示出基带信号在通过RRC滚降滤波器110和111之后的星座 图(在IQ平面上的轨迹(loci))。参考图IIA，加权因子P的值之间的 比率为Pc二8/15和pd二15/15。在该星座图中，白色虚线圆是半径由信号幅 度的RMS (均方根)值定义的圆，并且黑色实线圆是半径由峰值定义的 圆。根据R99，因为构成基带的代码信道的数目仅为2，即DPCCH和 DPDCH，所以峰值和RMS值之间的比率(PAR:峰平均比率)很小。当 此值以dB表示时，得到的值至多约为3.3 dB。
图12示出基于期望在不久的将来被商用化的HSDPA (高速下行链路 分组接入)(R5:版本5)制式来生成基带信号的电路的配置。与图10中 相同的参考符号在图12中表示相同的部分。在版本5中，HS (高速)-DPCCH (它是一种新的控制信道)被另外提供作为对高速下行链路数据信 道的响应信道，如图12所示。HS-DPCCH信号是用于HSDPA的上行链路 控制信道，并且是土l的二进制信号。乘法器139将此信号乘以扩频码Chs (其也是士l的二进制信号)。乘法器140将得到的信号乘以加权因子 卩hs。通过增加此HS-DPCCH， PAR增大到约5dB。
根据期望在将来被采用的HSUPA (高速上行链路分组接入)(R6: 版本6)，代码信道的数目大大增加，如图13所示。与图12中相同的参 考符号在图13中表示相同的部分。除了DPDCH之外，另外提供了高速数 据信道E-DPDCH1—E-DPDCH4，它们分别被以独特的扩频码Ced,l到 Ced,4扩频(乘法器141、 143、 145和147)，并且分别被以独特的加权因子Ped,l至ijped,4加权(乘法器142、 144、 146和148)。
此外，另外提供了用于控制这些通信的控制信道E-DPCCH。控制信 道E-DPCCH被以独特的扩频码Cec扩频(乘法器149)，并且被以独特 的加权因子l3ec加权(乘法器150)。图11B示出加权因子之间的比率为 (3c = (3hs = J3ec = 8/15、 (3d = 0、卩edl = J3ed2 =15/15并且(3ed3 = Ped4 = 11/15的情况下的星座图。与R99相比，峰值和RMS值之间的间隙较大， 并且PAR约为7dB。也就是，PAR比R99中的PAR大4.6dB。
因此，与R99相比，当由相同的放大器执行放大时，除非发送功率被 减少，否则因为在幅度峰处出现大的失真，HSUPA不能满足相邻信道泄 漏功率标准。指示多少发送功率应当被减少以满足相邻信道泄漏功率标准 的dB值被称为回退(back-off)。因为R99当前处于实际使用中，所以， 指示与R99相比多少发送功率被减少以获得与R99中相同的相邻信道泄漏 功率的dB值被称为相对于R99的回退。在下文中该值将被简单地称为回 退。

发明内容
本发明要解决的问题
PAR值是类似于回退的一个指标，但是其不总与回退相一致。这是因 为，回退依赖于峰值的概率分布而改变。回退值差不多是由P (加权因 子)的组合确定的。在R99和HSDP中，(3的组合数目不是很大。然而， 在HSUPA中，由于代码信道数目大大增加，所以存在数百万种P的组合。 通过为所有组合计算回退值来生成表格是不可能的。
在参考文献1 (日本专利特开No. 2005-252388)中公开的技术是符合 3GPP (第3代合作伙伴计划)中的HSDPA的技术。如图12所示，此技 术仅仅考虑一到三个信道，并且被设计为简单地基于增益因子比率来以多 个步骤縮减最大发送功率。在本情形中的增益因子为图12的(3d、 Pc和 Phs。此技术被设计为通过根据这些组合确定多个縮减量来降低发送功 率，从而改善ACLR (相邻信道泄漏功率比)。此技术还是一种使用与上 述增益因子的组合相对应地确定了縮减量的表格的制式。在HSUPA的情形中，如上所述，因为代码信道数目大大增加，所以 需要数百万种组合并且不可能生成表格。这对参考文献2 (日本专利特开 No. 2005-318266)中公开的技术是一样的。当在HSUPA中代码信道的数 目大大增加时，此技术是不适用的。
本发明已经被做出用于解决此问题，并且作为其目的，提供了一种可 以在不使用任何表格的情况下容易地控制发送功率以改善ACLR的失真控 制设备和方法。 解决问题的手段
根据本发明的一种失真控制设备包括波形分析装置和控制装置，波形 分析装置用于通过分析基带信号的波形来计算功率放大器所需的回退值的 估计值，所述功率放大器将从基带信号生成的高频信号放大到预定发送功 率，控制装置用于基于由波形分析装置计算出的估计值来控制输入到功率 放大器的高频功率的幅度和功率放大器的电源中的至少一个。
根据本发明的一种失真控制方法包括如下步骤通过分析基带信号的 波形来计算功率放大器所需的回退值的估计值，所述功率放大器将从基带 信号生成的高频信号放大到预定发送功率；以及基于计算出的估计值来控 制输入到功率放大器的高频功率的幅度和功率放大器的电源中的至少一 个。
本发明的效果
根据本发明，因为回退值的估计值是通过分析基带信号的波形而计算 出的，所以不需要通过预先为每种代码信道的组合计算回退值来预先生成 表格。因此本发明甚至可应用于代码信道的数目大大增加的情形，并且可 有效防止因通过复用这些代码信道所获得的信号而引起的相邻信道泄漏功 率的增加。


图1是示出本发明的示例性实施例的配置的框图； 图2是示出图1的波形分析单元的配置示例的框图； 图3是用于说明图1的最大功率縮减器的操作的示图； 图4是示出本发明的另 一示例性实施例的配置的框图；图5是示出图1的数字基带单元的主要部分的配置的框图； 图6是示出对功率放大器执行电源控制的发送器的配置示例的框图； 图7是示出当本发明被应用于图6所示的发送器时本发明的另一示例 性实施例的配置的框图8是用于说明图7中所示的示例性实施例的效果的示图9是示出基于一般W-CDMA制式的移动终端装置的发送侧电路的 配置的框图10是在基于W-CDMA (R99)制式的移动终端装置中生成基带信 号的电路的框图IIA是示出作为在W-CDMA (R99)制式中基带信号在IQ平面中 的轨迹的星座的图IIB是示出作为在HSUPA (R6)制式中基带信号在IQ平面中的轨 迹的星座的图12是示出基于HSDPA (R5)制式在移动终端装置中生成基带信号 的电路的框图；以及
图13是示出基于HSUPA (R6)制式在移动终端装置中生成基带信号 的电路的框图。
具体实施例方式
首先将描述本发明的示例性实施例的原理。本发明的示例性实施例使 用被称为立方量度(将被简称为CM)的技术作为类似于上述不使用表格 的方法。下面是基于此CM方法的计算方法。
发送波形义(O由^Or(0.cos一" + ^(W给出，其中，r(0是幅度，p《) 是相位。在CM中，仅仅使用一个幅度。 首先，ACM (原始立方量度)被定义。
i CM^20.i唯。化慰[^L(卯，其中，K。 0)由r—W — )l/環4 )〗给出。
因此，i CM由以下的[式l]给出i CM = 20-logj歴
i no i3
=20-logl
r脂
丽I, I3
raw
10'logl
，6
")2
log中的分子是幅度概率密度函数的六阶矩(sextic moment)，分母是 平均功率(二阶矩)的立方。因此，i CM是在至少确定了幅度概率密度函 数时确定的变量。利用这样的设置，得到CM如下
CM = {i CM (Target) -i CM(i 99)}/r
在本情形中，i CM(Target)是将要为其计算CM的基带配置的i CM， i CM(i 99)是R99系统的i CM。
i CM(i 99)的值差不多为1.52。 ；c的值由实 验确定为最优值。例如，可依赖于基带配置来切换K-1.56和K-1.88。以此 种方式计算的CM值指示作为相对于R99的回退值的极好近似，并且因此 在本发明的示例性实施例中被用于执行回退控制并縮减失真。
下面将参考附图具体描述使用上述CM方法的本发明的示例性实施 例。图1示出根据本发明的示例性实施例的基于W-CDMA制式的移动终 端装置的发送器的配置。该发送器包括天线1、功率放大器(PA) 2、电 源3、带通滤波器(BPF) 4、可变增益放大器5、正交调制器(频率变换 器)6、 D/A转换器7、 8和9、 RRC滚降滤波器10和11、数字基带单元 12、波形分析单元13和最大功率縮减器(最大功率縮减器和增益控制装 置)14。作为本示例性实施例的特有特征，波形分析单元13和最大功率 縮减器14构成失真控制设备60。
基带信号包括正交调制的同相分量(将被称为I信号)和正交分量 (将被称为Q信号)。数字基带单元12生成此信号。用于波形整形的 RRC滚降滤波器10和ll对I信号和Q信号进行带限。到目前为止的处理 为数字信号处理。
D/A转换器8和9然后分别将I信号和Q信号转换成模拟信号。公知 的正交调制器6利用这些模拟信号对本地信号执行正交调制。由此操作所 生成的高频信号被输入到可变增益放大器5，可变增益放大器5然后根据 从数字基带单元12经由失真控制设备60和D/A转换器7提供到可变增益放大器5的增益控制信号将所述高频信号放大到预定电平。
经过可变增益放大器5放大的高频信号包含许多虚假分量。带通滤波
器4将这些虚假分量去除。得到的高频信号然后由功率放大器2放大到预 定发送功率并从天线1被发送。在实践中，在功率放大器2和天线1之间 配置有诸如隔离器、双工器(duplexer)和天线开关之类的电路。这些部 件与本示例性实施例没有直接关联，因此在图1中没有示出。虽然电源3 驱动功率放大器2，但是图l将电源3的电压示出为固定电压。
将进一步描述失真控制设备60。如上所述，失真控制设备60包括波 形分析单元13和最大功率縮减器14。波形分析单元13接收从RRC滚降 滤波器10和11输出的I和Q基带信号，执行波形分析，并且作为波形分 析的结果来计算相对于R99的所需回退的估计值并将其输出。在本情形 中，使用CM方法作为计算方法。将参考图2描述用于此方法的具体实现 方法。
平方电路(平方)20和21分别对从图2的左侧输入的I信号和Q信 号求平方。加法器(相加)22将这两个信号(/2， e2)相加并得到 W(/2+。作为幅度的平方。平均电路(平均)23例如计算对应于一个时 隙的W-CDMA数据的平均值。立方电路(立方)25对得到的值求立方。 此结果为￡["]3。此值是幅度概率密度函数的二阶矩的立方。在本情形 中，E[x]表示x的期望值。
立方电路(平均)24预先对^求立方。平均电路26例如计算对应于 一个时隙的W-CDMA数据的平均值。此结果为i F6]。此值是幅度概率密 度函数的六阶矩。除法器(C = A/B) 27将上述厨"]除以i 『2]3。得到的 值C由0 =五[「6]/五["]3给出。
估计值计算单元28得到值C的功率的dB值，从该dB值中减去如在 R99的情形中一样的值(偏移值)ref，并且将该值除以预定常数r ，从而 将得到的值输出作为回退的估计值(dB)。在实践中，通过以0.5的增量 增大此值并从得到的值中减去1而得到的值被用作MPR (最大功率縮减 量)值。如果通过减去1而得到负值，则dB值被设定为0。注意ref对应 于RCM (R99) 1.52。最大功率縮减器14接收从波形分析单元13输出的回退值或MPR值，
并且将结果输出作为实际增益控制信号，所述结果限制了从数字基带单元
12输出的增益控制信号以便防止其超过通过从最大值减去MPR值而得到 的值，如图3所示。参考图3，参考符号AU^表示输入到波形分析单元 13的增益控制信号的最大值(最大增益)；A2max表示从波形分析单元13 输出的增益控制信号的最大值(经过縮减的最大增益)；并且R表示波形 分析单元13縮减的最大宽度(增益縮减最大宽度)。注意，可以使用另 一种简单地将增益控制信号减去MPR值的方法。
利用此操作，可变增益放大器5的增益被限制为等于或者小于比最大 值小MPR值的值。利用此功能，功率放大器2的输出被限制为比最大输 出小MPR值的值。这可以防止因复用许多代码信道而获得的信号所引起 的相邻信道泄漏功率的增加，这种增加是因功率放大器对发送功率的失真 引起的。
接着将描述本发明的示例性实施例。图4示出根据本发明的另一示例 性实施例的基于W-CDMA制式的移动终端装置的发送器的配置。与图1 相同的参考符号在图4中表示相同的部分。如图5所示本示例性实施例的 发送器在数字基带单元12a的内部包括基带信号生成单元(电平控制装 置)18，而非最大功率縮减器14，基带信号生成单元18具有控制I信号 和Q信号的幅度的功能。在本示例性实施例中，波形分析单元13和基带 信号生成单元18构成失真控制设备。
基带信号生成单元18接收从波形分析单元13输出的MPR值。基带信 号生成单元18在将I信号和Q信号从计划电平(它们将在该计划电平被 输出)衰减以下的电平后将它们输出。
衰减量二MAX(计划输出电平一 (最大电平—MPR) ， 0}dB 其中，MAX{A， B》是输出A和B中的较大一个的函数。另外，衰减量可 以被简单地设定为衰减量二MPR。
利用此操作，可以得到与图1所示的示例性实施例相同的效果。本示 例性实施例的优点在于可以处理因可变增益放大器5和功率放大器2所引 起的发送功率的失真。注意，图1中的最大功率縮减器14和图5中的基带
12信号生成单元18的共通之处在于控制被执行以衰减输入到功率放大器2 的高频功率。
在上述两个示例性实施例中，通过分析基带的波形来计算回退值或
MPR并且将发送功率縮减与发送功率相对应的值，来防止因失真引起的相
邻信道泄漏功率。这将总是会縮减发送功率。在本情形中，其中基站提供 服务的小区的半径减小了。
例如，如果发送功率减小1 dB，则基于自由空间传播的假定，小区的 半径变为0.89倍。在面积方面，小区变为0.79倍，S卩，减小了约20%。 因此，最大发送功率减小1 dB意味着小区的面积减小20%。换句话说， 需要多安装20%的基站。运营商需要额外的花费，这会反映在末端用户的 通话费用上。因此，如果可能的话，希望在不减小发送功率的情况下执行 失真控制。
图6示出对功率放大器执行电源控制的发送器的配置的示例。与图1 中相同的参考符号在图6中表示相同的部分。假定将要使用的电源是可变 电压电源3a。数字基带单元12b输出与发送功率(dB)相对应的控制信 号。电源控制单元15将控制信号转换成与电源的控制特性相对应的信 号。D/A转换器16将控制信号从数字信号转换为模拟信号。通过使用按照 该方式得到的控制信号来控制可变电压电源3a的电压。此控制的最初目的 是向功率放大器2施加可以生成没有任何失真的发送功率的最小所需电源 电压，以便降低功率放大器2的功耗。使用此技术使得可以在低功率输出 时大大降低电流。
图7示出具有基于图6的发送器的失真控制功能的发送器的配置。与 图1和图6相同的参考符号在图7中表示相同的部分。在本示例性实施例 中，波形分析单元13、加法器17和电源控制单元15构成失真控制设备 61。加法器17将与从数字基带单元12输出的发送功率(dB)相对应的控 制信号和从波形分析单元13输出的回退值或MPR相加。电源控制单元15 然后通过使用获得的相加信号来控制可变电压电源3a。
图8是示出本示例性实施例的效果的示图。参考图8，横坐标表示从 数字基带单元12b输出的发送功率(dB);纵坐标表示受控制的电源电压。实线指示正常时间的状态。当从波形分析单元13输出的回退值或
MPR被增加时，按照虚线指示的方式执行控制。按照这种方式，可将功率 放大器2的电源电压增加由箭头所指示的必要回退。这可以增加流到功率 放大器2中的电流并且减小发送功率的失真，从而减少相邻信道泄漏功
本示例性实施例的问题在于电流增加了 。与上述两个示例性实施例不 同，因为没有出现功率降低，所以本示例性实施例没有小区的面积减少的 缺点。另外，因为能够提高/降低电压的DC/DC变换器可从商业上得到以 作为可变电压电源3a，所以可以使用此设备。
虽然上述三个示例性实施例可以单独被执行，但是它们可以被结合来 执行。也就是，图1所示的示例性实施例可以与图7所示的示例性实施例 相结合，或者图4所示的示例性实施例可以与图7所示的示例性实施例相 结合。例如，如果MPR值被强制以增量1 dB或0.5 dB离散地且严格地设 定，则可以使用离散值通过图1或图4的方法来减少发送功率，并通过图 7所示的方法来补偿不足的分数部分(fractional portion)。
上述示例性实施例还可以包括从构成基带信号的多个代码信道的加权 相对值(3的组合来计算回退值的估计值的功能。
权利要求
1. 一种失真控制设备，其特征在于包括波形分析装置，其用于通过分析基带信号的波形来计算功率放大器所需的回退值的估计值，所述功率放大器把从所述基带信号生成的高频信号放大到预定发送功率；以及控制装置，其用于基于由所述波形分析装置计算出的估计值来控制输入到所述功率放大器的高频功率的幅度和所述功率放大器的电源的中的至少一个。
2. 根据权利要求1所述的失真控制设备，其特征在于所述控制装置包 括增益控制装置，所述增益控制装置用于基于由所述波形分析装置计算出 的估计值来生成用于控制对高频信号进行放大的可变增益放大器的增益的 控制信号，并且将所述信号输出到所述功率放大器。
3. 根据权利要求1所述的失真控制设备，其特征在于所述控制装置包 括电平控制装置，所述电平控制装置用于基于由所述波形分析装置计算出 的估计值来衰减基带信号的幅度。
4. 根据权利要求1所述的失真控制设备，其特征在于所述控制装置包 括电源控制装置，所述电源控制装置用于基于由所述波形分析装置计算出 的估计值来控制所述功率放大器的电源电压。
5. 根据权利要求1所述的失真控制设备，其特征在于所述波形分析装 置通过使用CM (立方量度)方法来计算估计值。
6. 根据权利要求1所述的失真控制设备，其特征在于所述波形分析装 置从基带信号的幅度数据获得与幅度概率密度函数相关联的变量，并且从 所述变量计算回退值的估计值并将其输出。
7. 根据权利要求6所述的失真控制设备，其特征在于所述波形分析装 置获得通过将概率密度函数的六阶矩除以所述概率密度函数的二阶矩的立 方而获得并且以功率的dB值表示的值作为变量，并且将通过从所述变量 的值中减去预定的偏移值所获得的值除以预定常数而获得的值输出作为估 计值。
8. 根据权利要求1所述的失真控制设备，其特征在于所述回退值的估 计值是从构成基带信号的多个代码信道的加权相对值的组合计算出的。
9. 根据权利要求1所述的失真控制设备，其特征在于被用在发送器 中，所述发送器通过使用所述功率放大器将从基带信号生成的高频信号放 大到预定发送功率并且发送该信号。
10. —种发送器，其特征在于包括高频变换器，其通过变换基带信号来生成高频信号； 可变增益放大器，其对从所述高频变换器输出的高频信号进行放大；功率放大器，其将从所述可变增益放大器输出的高频信号放大到预定发送功率；天线，其发送从所述功率放大器输出的高频信号；以及 失真控制设备，其控制所述功率放大器的发送功率的失真； 所述失真控制设备包括波形分析装置，其用于通过分析基带信号的波形来计算所述功率放大 器所需的回退值的估计值；和控制装置，其用于基于由所述波形分析装置计算出的估计值来控制输 入到所述功率放大器的高频功率的幅度和所述功率放大器的电源的中的至 少一个。
11. 一种失真控制方法，其特征在于包括如下步骤通过分析基带信号的波形来计算功率放大器所需的回退值的估计值，所述功率放大器把从所述基带信号生成的高频信号放大到预定发送功率；以及基于计算出的估计值来控制输入到所述功率放大器的高频功率的幅度 和所述功率放大器的电源的中的至少一个。
12. 根据权利要求11所述的失真控制方法，其特征在于所述控制步骤 包括基于计算出的估计值来生成用于控制对高频信号进行放大的可变增益 放大器的增益的控制信号并将所述信号输出到所述功率放大器的步骤。
13. 根据权利要求11所述的失真控制方法，其特征在于所述控制步骤 包括基于计算出的估计值来衰减基带信号的幅度的步骤。
14. 根据权利要求11所述的失真控制方法，其特征在于所述控制步骤包括基于计算出的估计值来控制所述功率放大器的电源电压的步骤。
15. 根据权利要求11所述的失真控制方法，其特征在于所述计算步骤 包括通过使用CM(立方度量)方法来计算估计值的步骤。
16. 根据权利要求11所述的失真控制方法，其特征在于所述计算步骤 包括以下步骤从基带信号的幅度数据获得与幅度概率密度函数相关联的变量，以及 从所获得的变量计算回退值的估计值并将其输出。
17. 根据权利要求16所述的失真控制方法，其特征在于所述获得步骤包括获得通过将概率密度函数的六阶矩除以所述概率密度函数的二阶矩的立方而获得并且以功率的dB值表示的值作为变量的步 骤，并且所述输出步骤包括将通过从所述变量的值减去预定的偏移值所获得.的 值除以预定常数而获得的值输出作为估计值的步骤。
18. 根据权利要求11所述的失真控制方法，其特征在于还包括从构成 基带信号的多个代码信道的加权相对值的组合来计算回退值的估计值的步 骤。
全文摘要
本发明包括波形分析装置(13)和控制装置(14)，波形分析装置(13)用于通过分析基带信号(I，Q)的波形来计算功率放大器(2)所需的回退值的估计值，所述功率放大器(2)把从所述基带信号(I，Q)生成的高频信号放大到预定发送功率，控制装置(14)用于基于估计值来控制输入到功率放大器(2)的高频功率的幅度和功率放大器(2)的电源的中的至少一个。本发明通过以这种方式分析基带的波形来计算回退值的估计值，因此无需通过为代码信道的每种组合计算回退值来预先生成表格。因此，本发明甚至可以应用于在代码信道数目大大增加的情况，并可有效防止因复用这些代码信道所获得的信号而引起的相邻信道泄漏功率的增加。
文档编号H04B1/707GK101449469SQ200780017898
公开日2009年6月3日 申请日期2007年5月17日 优先权日2006年5月17日
发明者市原正贵 申请人:日本电气株式会社