宽带波束控制天线的制作方法

专利名称：宽带波束控制天线的制作方法
技术领域：
本发明涉及带有可控波束图(beam pattern)的天线设备，并涉及包 括天线设备的RF收发器和包括天线设备的移动设备。
背景技术：
美国联邦通信委员会(FCC)允许非许可3.1 GHz到10.6 GHz频带 用于超宽带(UWB)应用，因此，UWB指具有带宽大于500 MHz或大 于中心频率25%的宽带无线电技术。超宽带频率范围例如是具有带宽 大于500 MHz或大于中心频率25%的频率范围。其它国家和组织已遵 循和/或预期将遵循FCC规则。正EE 802.15工作组开发了用于无线近 距离或无线个人局域网的标准。工作组的WPANTM技术采用3.1 GHz 到10.6 GHz范围，并且致力于便携式和移动计算装置的无线连网，如 PC、 PDA、外围设备、手机、寻呼机和消费者电子器件，允许那些装 置采用3.1 GHz到10.6 GHz范围相互通信和交互。UWB技术最早结合雷达应用开发。但是今天UWB系统也在数据 率比蓝牙或IEE 802.11高得多的移动终端(例如，手机、膝上型计算机、 PDA、无线相机、MP3播放器)之间用作无线RF接口 (例如，无线USB)。 ll.UWB系统还可用作汽车车内服务的集成系统，例如用作娱乐系统 或任何基于位置的系统(例如，下载音频或视频数据以供乘客娱乐)。传统上，移动和无线耳机配有单个窄带3D单极或平面天线。今 天，在各种各样的应用中采用了包括双极、贴片和蝶状天线(bow-ties ante皿a)和其它类型平面结构的平面超宽带天线。熟知地，与可变移相 器一同工作的相控阵列可提供波束控制特性。^f旦是，相控阵列天线尺寸相对较大，并且其在移动装置(例如，消费者电子装置)中的集成十分困难。鉴于上述解释，本发明的目的是提供一种具有波束可控制天线的移动装置，及适合在移动装置中采用的波束可控制天线和RF收发器。发明内容根据本发明的天线设备可附接(attachable)到收发器电路前端，并 且包括形成平面结构的至少两个平衡辐射元件，用于发射和/或接收 对应数量的部分信号(partial signal);信号分配器(splitter)和/或组合器 (combiner),用于将从附接的收发器电路接收的信号分离成所述部分信 号和/或将所述部分信号组合成要发射到附接的收发器电路的信号；移 相器装置，可操作以在至少两个所述部分信号之间应用相对相移，而 所述相对相移可能够从由所述移相器装置提供的至少两个相对相移 值的组中选择。通过提供多个平衡辐射元件，可提供高天线增益。通过提供可操 作以应用相对相移的移相器装置，可得到具有不同定向的多个辐射图 (radiation pattem)(辐射束)，从而提供波束控制天线。高增益波束控制 天线减少了操作RF发射器和/或接收器所需的功率和能量，因而可缩 小移动装置的电池尺寸。此类天线一般在不灵敏区可实现更佳的才矣 收，并得到有效地使用，例如，在墙附近(例如，在封闭的房间中)实 现更佳的信号接收和发射。通过在平面结构中提供辐射元件，天线设 备既小又适用集成到移动装置中。根据本发明的RJF收发器包括收发器前端电路和根据本发明的天 线设备，其中收发器前端电路和天线设备设置在单个印刷电路板上。 除本发明天线设备的优点外，本发明RF收发器具有制作成本低、尺 寸小和机械抗力高(例如，对震动)的益处。根据本发明的移动装置包括根据本发明的天线设备或根据本发明 的RF收发器。有利的是，所述信号分配器和/或组合器包括Wilkinson功率分配器(Wilkinson power splitter)。有利的是，所述移相器装置是可在超宽带频率范围中操作的宽带 相移装置。有利的是，所述移相器装置包括Schiffmann移相器(Schiffmann phase shifter)。有利的是，平衡辐射元件的数量为四。有利的是，平衡辐射元件布置在矩阵网格中。有利的是，所述移相器装置可操作，以在任何两个所述部分信号 之间应用六个不同的非零相移值，由此对于六个不同相移值中的每个 值，在六个不同相移值中有另 一个值具有相同的绝对值且异号。有利的是，移相器装置包括与辐射元件数量相应的多个移相器组， 每个移相器组由此包括多个可选延迟线，并可操作以通过所述多个可 选延迟线中 一个选定线而将所述部分信号中 一个对应的信号移相。有利的是，移相器组是相同的。有利的是，每个所述移相器组正好包括五个可选延迟线。 有利的是，至少一个辐射元件包括具有信号馈电点的至少一个平 衡元件，宽度随离所述信号馈电点的距离而变化。 有利的是，平衡辐射元件是相同的。有利的是，相互之间不应用相对相移的两个部分信号的信号路径 是镜像对称或点对称的。有利的是，平纟軒辐射元件(10)适用于发射和/或接收具有垂直^l化 的辐射束。有利的是，平衡辐射元件发射和/或接收的辐射束在超宽带频率范围上具有等于或小于2dBi的幅度响应变化。有利的是，平衡辐射元件发射和/或接收的辐射束在超宽带频率范 围频率中具有线性的相位变化。有利的是，天线设备在超宽带频率范围中提供小于-10 dB的回波 损耗(return of loss)。有利的是，天线设备包括与平衡辐射元件平行的平面反射器元件。 有利的是，反射器元件位于辐射元件与移相器装置之间，和/或反 射器元件位于平衡辐射元件与信号分配器和/或组合器之间。在本发明的RF收发器中，天线设备和收发器前端电路有利地共 享印刷电路板的传导材料的核心基片(core substrate)。


本发明将参照

，其中图1示出根据本发明的天线设备第一实施例和根据本发明的RF 收发器；图2示出在第一实施例中采用的功率分配器；图3示出在第 一 实施例中采用的平衡辐射元件；图4示出在第 一 实施例中采用的具有反射器元件的天线阵列；图5示出在第一实施例中采用的Wilkinson功率分配器示意图；图6示出由耦合微带线和均匀微带线产生的相移与电长度图；图7示出在第一实施例中采用的移相器组示意图；图8a-8g示出在各个方向受控的波束图3D表面图；图9示出本发明第二实施例组件设置的原理；由此，图中类似的标号表示类似的要素。
具体实施方式
图1示出根据本发明的天线设备l第一实施例的方框图。实施例 提供在微波频谱中的超宽带、高增益、定向波束受控天线。在此实施 例中，提供了形成天线阵列24的四个辐射元件10-1、 10-2、 10-3、 10-4， 但是两个或更多个辐射元件足以实现本发明。天线设备1从收发器电 路80前端接收RF信号并向其发射RF信号。所述实施例i殳计用于中 心频率fo为4GHz且带宽为2GHz的RF信号。但是，本发明可有利 地用于3到5GHz外的其它频率范围，并且特别要提到的是并不限于上述3.1到10.6 GHz的管制频率范围。正如本领域的技术人员所知道 的一样，为了在更高频带中操作，天线设备l必须降低尺寸，并且为 了在更低频带中操作，天线设备1要增大尺寸(波长与频率成相反比 例)。已接收信号在功率分配器38(由于由功率分配器40-l、 40-2、 40-3 组成，图1中未明确示出，参见图2)中分离(split)(分割(divide》成功率 相等和相位相等的分离信号。但本发明也可通过非相等功率和非相等 相位的功率分配器38实现。每个分离信号应用到功率分配器38的单 独输出端口，每个输出端口连接到正好包括阵列24的一个辐射元件 10的电子电路一个单独的"支路"。在功率分配器38不提供相等相位 的分离信号时，这可以通过例如适当设计的相移器组或适当设计的传 输线进行补偿。但要注意，相等的相位并不是实现本发明所必需的。 就本实施例而言，已接收信号分离成与天线设备1提供的四个辐射元 件10相应的四个信号。就本实施例而言，功率分配器38通过三个级 联的功率分配器40-l、 40-2、 40-3实现。每个功率分配器40具有三 个端口 一个输入端口(P1)和两个输出端口(P2， P3)。除将在输入端 口接收的信号平均分离到输出信号外，每个功率分配器40还组合(叠 加)两个输出端口接收的信号，并将组合的信号应用到输入端口。笫一 级功率分配器40-1的两个输出端口连接到第二级功率分配器40-2、 40-3的两个输入端口。就本实施例而言，功率分配器30是Wilkinson 功率分配器。Wilkinson功率分配器提供了输出端口被同时隔离和匹配 的优点(在给定的设计频率处，例如f『4GHz)。级联Wilkinson功率分 配器在每个支路末端提供6 dB损耗。除三个级联的3端口(2支 路)Wilkinson功率分配器外，可采用单个5端口(4支路)Wilkinson功 率分配器。功率分配器38由PCB上或之中明确定义的形式和材料的 传导迹线(conductive trace)(带状线/微带(stripline/microstrip))形成。工 作带宽可通过优化传导迹线而增大。在此实施例中，所有支路相同，可理解在提供涉及仅一个支路或 仅一个支路的任何元件的描述时，该描述也适用于所有其它支路。天线设备1的RF辐射的最大发射和接收方向(即，辐射束方向) 可通过应用相移到每个支路中的信号而进行控制。为此，实施例提供 与阵列24中辐射元件10的数量相应的四个移相器组42-1 、42-2、42-3、 42-4。在实施例中，移相器组42在提供的功能方面是相同的，并具有 基本上相同的结构。但本发明也可通过具有不同结构并提供不同功能 /相移的移相器组42来实现。在实施例中，每个移相器组42包括五个 延迟线36-l、 36-2、 36-3、 36-4、 36-5(图1中未示出)，&于应于备选 适用于支路信号的五个不同相移特征(取决于频率的相移)。如果在任 何两个支路中选择不同的延迟线36,则相应两个支路中的信号将表现 出由选定延迟线36的不同相移特征差所产生的相对相移。由此意味 着可实现90°、 135°和225。相对相移。0。相对相移可通过在任何两个 支路中选择相同的延迟线36而实现。在每个支路中，功率分配器侧 开关44-1、 44-2、 44-3、 44-4和天线侧开关46-1、 46-2、 46-3、 46-4 一次将一个延迟线36插入从辐射元件10到功率分配器40的信号^各 径中。如果延迟线36未插入信号路径中，则它在天线侧和功率分配 器侧分别由天线侧开关46和功率分配器侧开关44断开与信号路径的 连接。开关44、 46是RP开关，特别适用于切换和发射所述频率范围 的RF信号。开关44、 46由天线控制单元(未示出)进行电控制，由此 波束控制实现自动化。天线控制单元可设计为控制开关以便扫描所有 可能方向并锁定到具有最佳接收信号强度的方向。移相器组42(即，/微带)形成。在实施例中，每个移相器组42提供五个不同的相移特征。 但本发明也可通过两个或更多个不同的相移特征实现。此外， 一些支 路可提供有移相器组，而其它支路可能未提供。从收发器电路接收的的信号及发射到收发器电路的信号是非平衡 信号(unbalanced signal),辐射元件10是双极类型，并且通过平衡信号 操作，因此，要执行转换。支路信号通过非平衡-平銜-微带48-1、 48-2、 48-3、 48-4馈入到辐射元件IO及从中收集。这些微带48提供从非平衡信号到平衡信号的转换且反之亦然。但也可采用其它平衡-不平銜-类型装置。在实施例中，反射器元件26(图1中未示出)在天线阵列24附近提 供。反射器元件26部分屏蔽辐射元件10,并修改天线阵列24的定向 特征和频率响应。反射器元件26可以处于浮动电位(floating potential), 或者可连接到地电位。实施例提供对称布置。图1示出正交坐标系统的X和Y轴，还包 括对应于表述为"高度"的Z轴(与图形平面垂直)。功率分配器40、开 关44、开关46、平衡-不平衡微带48、辐射元件IO、反射器元件26 及传输线(包括这些组件中的元件，例如，延迟线36)均相对于包括X 轴和Z轴的Y平面(丫=0)呈镜像对称布置，和/或相对于包括Y轴和Z 轴的X平面(X^)呈镜像对称布置，和/或相对于原点(乂=0, Y-0)在Z 平面^=0)内呈点对称布置。从图1和图4中可得出哪些组件月M人哪些 对称。例如，第一支路和第四支路中的对应组件(例如，移相器组42-l 和42-4)相对于X平面呈镜像对称布置。又如，第一支路和和第二支 路中的对应组件(例如，开关44-1和44-2)相对于Y平面呈4竟像对称 布置。又如，第一支路和和第三支^各中的对应组件(例如，组件之间的 传输线)呈点对称布置。最后的示例是功率分配器40-2和40-3相对于 X平面呈镜像对称布置，并且呈点对称布置。因此，不应用相对相移 的两个支路信号的信号路径在空间上对称(镜像和/或点)。因此，设计 和测试天线设备1所需的时间减少了 ，并且因此，天线设备1的<介格 下降。由于辐射元件10的对称性，主波束图(参见下述内容)展示了对 称性，并且可能的波束图方向集展示了对称性。在实施例中，功率分配器38、移相器组42、天线馈源(antenna feed)48、辐射元件10、反射器元件26及连接这些元件的传输线由单成。因此，本发明能够以低成本制造实现，高度集成并且尺寸小(特别 扁平)，以及对振动和其它机械磨损有高度抗性。通过使用普通的布局工序和普通基片，可同时制造天线印刷和典型的KF前端电路80,因 而实现了大幅度成本降低。备选的，可提供包括辐射元件10和微带48及最终包括反射器元 件26的单独天线模块。这种情况下，微带48可通过同轴电缆或微SMP 连接器连接到馈电网络(即，开关44、 46、移相器组42、功率分配器 38及互连)。图3示出由两个传导平衡元件12、 14组成的平衡辐射元件(双才及 类型天线)10。平均辐射元件10将借助于Y'-Y'-Z'正交坐标系统描述， 该系统与X-Y-Z坐标系统唯一的不同在于转换。平衡辐射元件10基 本上^j平的，并且限定在围绕Z平面(Z-O)的较小区域内。平衡辐射 元件IO相对于沿平衡辐射元件10长度延伸的Y'轴呈镜像对称。因此， 每个平衡元件12、 14相对于Y，轴呈镜像对称。平衡辐射元件10相对 于沿平衡辐射元件10宽度延伸的X，轴呈镜像对称。因此，平衡元件 12、 14之一是平^f元件12、 14另一个的镜像。两个平衡元件12、 14 例如可在(平面式)印刷电路板(PCB)的一侧上形成。备选的，平衡元件 12可在PCB底部表面上形成，并且平衡元件14可在PCB顶部表面 上形成，或反之亦然。在后一情况下，正如本领域的技术人员将轻松 理解的一样，与辐射元件10的特征尺度相比，PCB应具有小的厚度。 仍在后一情况中，辐射元件10相对于X，-Y，-Z，坐标系统原点呈点对 称，因此，平衡元件14是平衡元件12的点对称图像。在这两种情况 下，平衡元件12和平衡元件14具有相同的形状，并且每个平衡元件 12、 14相对于沿平衡辐射元件长度的轴呈镜像对称。平衡元件12、 14基本上具有相同的形状，并且由相同的材料制成， 例如，铜、铝和/或其它金属成分。因此，在下述内容中，描述平衡元 件12,并且忽略平衡元件14的描述，并且要理解在适用之处平衡元 件12的描述适用于平均元件14。平衡元件12基本上是扁平的。平衡 元件12具有内端或中枢端16。通过在中枢端16处或其附近连接到平 衡元件12的微带馈线(microstrip feed line)(未示出)，而在中枢端16或其附近为平衡元件12馈入电信号。平衡元件12的内端16与平衡元 件14对应内端相对。平4軒元件12具有与内端16相反的外端18。平 衡元件从外端18到内端16逐渐变细以便实现宽带阻抗匹配并提供大 宽带天线。因此，平衡元件12的宽度在外端18处比内端16处更大。 在所述实施例中，平衡元件12具有呈三角形20的特定形状，其中一 个角(内端角^皮切除并替^^为矩形22。矩形部分22与(切除)三角部分 20齐平。因此，实施例平衡辐射元件10的形状象蝶形领结。但是， 本发明并不限于蝶形领结天线。另一个示例是由两个菱面体形成的平 衡天线辐射器，菱面体的设置使得菱面体的对应对角沿长度对齐，由 此菱面体在内侧对角馈入。但是，蝶形领结天线具有长度更短且因此 提供更小尺寸天线设备的优点。图4示出天线阵列24和反射器元件26。阵列24包括四个平衡辐 射元件10-1、 10-2、 10-3、 10-4。四个平衡辐射元件之间相同，并且 与上述平衡辐射元件IO相同。因此，如果不是要针对到平衡辐射元 件中的一个特定元件，则它只是指平衡辐射元件10，并且平衡辐射元 件组只称为平衡辐射元件10(对于功率分配器40、移相器组42、功率 分配器侧开关44、天线侧开关46及平衡至不平衡微带48采纳了同样 的约定)。每个平衡辐射元件10的定向与图3中相同。也就是说，每 个平衡辐射元件10的长度是沿Y轴，每个平衡辐射元件10的宽度是 沿X轴。此外，平^f辐射元件IO位于Z=0的相同高度。因此，天线 阵列24是如平4纤辐射元件10 —样的平面装置，并且可在PCB上轻松 制成，例如，通过在介电基片上蚀刻铜。平衡辐射元件10布置在矩阵网格中。在X方向上的网格长度大 于平衡辐射元件10的宽度，并且在Y方向上的网格长度大于平衡辐 射元件10的长度。辐射元件IO之间的距离经优化以在整个频带中实 现高增益和阻抗匹配。X方向上(0.63 +/-0.3) * Ao的网格长度和Y方向 上(0.70 + /-0.3) * ^的长度已证明为是有利的，而Xo是中心频率fo的 波长(例如，fo=4 GHz时为4.7厘米和5.2厘米)。反射器元件26在平衡辐射元件10下方并与其有间隔一定距离h〉 0。反射器元件26可使用任何传导材料制成，例如包括铜、铝和/或其 它金属成分。优选的是，反射器元件26基本上是扁平的，并且与X-Y 平面平行，也就是说，反射器元件26优选与天线阵列24所处的平面 平行。优选的是，反射器元件26至少刚超出平衡辐射元件IO延伸，， 无孔洞和/或为凸形。平面反射器元件26充当到RF波的反射镜，在 平面中反射辐射图，因此有助于提供高天线增益。反射器元件26对 电磁波的表面阻抗高值是有利的。反射器平面26可延伸出平衡辐射 元件IO相当大程度。反射器元件26例如可具有如图4所示的矩形。反射器元件26例 如可通过在介电基片上蚀刻铜而形成。距离h被优化以便符合规格。此类型天线能够在电压驻波比(voltage standing wave ratio)(VSWR) 为2:1时实现超过中心频率fo 50%的带宽。对于更高带宽，必须通过 修改辐射元件10的形状而改进阻抗匹配，例如，^:辐射元件10的角 更平滑。平衡辐射元件10由平衡-不平衡微带30馈入。平衡-不平衡微 带30包括连接到第一平衡元件12的第一导体和连接到第二平衡元件 14的第二导体。第一和第二导体平行运行并相互靠近。在一端，第一 和第二导体连接到或接近平衡元件12、 14的内端16。第一和第二导 体与平衡辐射元件10的长度成正交。如果平衡元件12， 14位于PCB 的顶部和底部侧，则第一和第二导体也可分别位于PCB的顶部上和底部上。技术人员熟知平衡-不平衡微带30的结构和应用。因此，将 忽略其进一步描述。图5示出级联Wilkinson功率分配器40之一的示意图，这适用于 三个级联Wilkinson功率分配器40中的每个分配器。在Wilkinson功 率分配器40中，输入端口(P1)和第一输出端口(P2)通过第一微带线 32-1连接，输入端口和第二输出端口(P3)连接到第二微带线32-2,并 且第一输出端口和第二输出端口通过也由微带线形成的电阻器34连接。第一和第二微带线32是四分之一波长变换器(即，应用90°相移)，具有^*2()的特征阻抗，并且电阻器34的电阻为2*ZQ，而Zo是功率 分配器40的特征阻抗。功率分配器的所有端口以Zo特征阻抗终接时， 可实现阻抗匹配。要注意，Wilkinson功率分配器输出端口^皮隔离和匹 配的有利属性仅在给定设计频率处严格有效(例如，fQ=4 GHz)(频率与 设计频率区别越大，妨碍属性的程度就越大)。图3基本设计的改进已 为人熟知，这些改进提供用于实现比图3原理设计更宽带的Wilkinson 功率分配器。但是，基本设计已证明表现良好，足以获得超宽带天线 设备(l)。参照图6和图7来解释相对相移90°、 135。和225。的生成。 使用的移相器类型称为Schiffman移相器(Schiffman phase shifter)(IRE Trans. MTT April 1958)。这些移相器采用耦合微带传输线 部分作为关键元件。Schiffman移相器的耦合线平行，具有相等的长度 1，并且在一端连接。另一端用作网络的输入和输出(耦合线视为网络)。 由于在一端连接，因此，两个耦合线可只称为耦合线。此类耦合线的 对等阻抗(image impedance)Zi和相移^表示为和<formula>formula see original document page 15</formula>其中，Z。。和Z。e是耦合线的奇特征阻抗和偶特征阻抗，0^=-*/ 是每个耦合线的电长度，并且y5是相位常数。这不同于产生与电长度 成比例的相移的均匀微带线。图6示出由耦合线和均匀线产生的相移与电长度0e,图。可以看到，在电长度中有很大的范围(大约45。到135°) 内耦合线的相位特征35-1近似平行于均匀微带线的相位特征35-2。在 此范围内，相位差近似是固定的。因为相位常数与信号频率成比例，可获得大频率带宽的恒定相移(此处100%的中心频率)。同样的原理 可适用于具有给定长度的两个耦合线网络。图7示出本发明实施例的移相器组42示意图。移相器组42包括 三个耦合微带线36-l、 36-2、 36-3和两个均衡微带线36-4、 36-5,它 们一起形成五个延迟线36。第一耦合线36-1和第一微带线36-4用于 生成225。相对相移，第二耦合线36-2和第二微带线36-5用于生成135° 相对相移，并且第三耦合线36-3和第二微带线36-5用于生成90。相对 相移。因此，第二微带线36-5用于生成90。和135。相对相移。备选， 可提供单独的均匀微带线以生成90。和135°相移。在此备选情况中， 总共有六个延迟线36,三个耦合微带线和三个对应均衡微带线。但是， 将微带线36-5用于双重目的节省了空间，并且减少了要切换的路径数 量，因而简化了RP开关44、 46。为在任何两个辐射元件10之间应 用相移，对应于所需相移的耦合线#皮插入去往/来自两个辐射元件之一 的信号路径中，并且对应于所需相移的均匀微带线,皮插入去往/来自两 个辐射元件中另一个元件的信号路径中。例如，如果在辐射元件10-1 与10-4之间要应用90°相移，则开关44-1和46-1将耦合线36-3插入 第一支路(去往/来自辐射元件IO-I)中，并且开关44-4和46-4将微带 线36-5插入第四支路(去往/来自辐射元件10-4)中。为得到-90。的反相， 开关44-1和46-l将微带线36-5插入第 一支路(去往/来自辐射元件10-1) 中，并且开关44-4和46-4将耦合线36-3插入第四支路(去往/来自辐 射元件10-4)中。可以看到，虽然每个移相器组42提供Schiffman移 相器的基本元件(例如，耦合线36-1和微带线36-4可视为形成225。的 Schiffman移相器)，但在此实施例中采用的Schiffman移相器不在单个 移相器组内，而是分散在移相器组42上。通过改变应用到每个支路中信号的相移特征(只有支路信号的相 对相移是相关的)，所述本发明实施例可操作，以电子方式控制7个不 同方向的波束图。对于所有方向，波束宽度大约为40°。波束图的定 向参照图8a到图8g描述。为此，在^^面坐标系统中描述上面定义的带有轴X、 Y和Z的坐标系统，由此，X-Y平面形成水平面，并对应于仰角e=o°，并且正x轴方向对应于方位角cp=o°。图8a示出主波束的定向(9=90°)。主波束的最大发射/接收方向与 天线阵列24的平面正交，与反射器平面26正交，并且指离反射器元 件26。主波束可通过为所有辐射元件IO选择相同移相器特征(相同延 迟线36)而获得。在辐射元件10-1与10-2之间和在辐射元件10-4与10-3之间应用 +/-90。相移时，波束图在方位角0°和180。处倾斜偏离主波束大约 30。(6=60。， cp=0。， 180。)。这在图8b和图8c中示出。在辐射元件10-1与10-2之间应用+/-135。相移，并且在辐射元件 10-4与10-3之间应用+/-90°相移时，波束图在方位角40°和320°处倾 斜偏离主波束大约30°(0=60°， (p=40°， 320°)。这在图8d和图8e中示 出。在辐射元件10-1与10-2之间应用+/-90°相移，并且在辐射元件 10-4与10-3之间应用+/-225°相移时，波束图在方位角140。和220。处 倾斜偏离主波束大约30°(e=60。， cp=140°, 220°)。实施例提供了整个频率范围上仰角360°的方位角平面中的波束控 制定向辐射图。辐射束因而展示了线性极化和线性相位变化Acp与频 率co,因此展示了在整个频率范围上的恒定群延迟
<formula>formula see original document page 17</formula>
及在整个频率范围上平坦的幅度响应(天线增益范围从6到8 dBi，即 幅度响应变化在最大发射/接收方向不超过2dB)。不使用电阻性负载 时，回波损耗
<formula>formula see original document page 17</formula>
它在复值反射系数仏的幅度上定义为天线接线端上入射功率与来 自天线终端的反射功率之比(以dB为单位)，在介于3与5 GHz频率范围内具有小于-10dB的值，这对应于小于2的电压驻波比: <formula>formula see original document page 18</formula>实施例满足用于3到5 GHz频率范围的FCC规范和正EE 802.15 WPAN标准。实施例还提供高天线效率，并允许控制特定吸收率 (specific absorption rate)(SAR),以便配有它的装置易于实现符合有关 移动耳^L辐射的FCC标准。在第二实施例中，为天线设备(2)提供了如图9所示的夹层结构。 此处，至少部分天线馈电网络50(即，开关44、 46、移相器组42、功 率分配器38和互连)位于反射器元件26下方，因此，在辐射元件10-1、 10-2、 10-3、 10-4与馈电电路之间获得了具有反射器元件26的分层结 构，这减小了天线设备所需的面积。通过在网络50、反射器平面26与辐射元件IO之间的空间填充电 气不导电材料(绝缘体、半导体...)，可集成此分层结构。因此，分层结 构可作为分层板结构提供。辐射元件10到馈电电路的连接可围绕反射器元件26或者通过刺 穿反射器元件26而实现。除此层状结构和可能作为层状结构的逻辑 原因而引起的不同之外，第二实施例与第一实施例相同。具体而言， 第二实施例的每个支路中的对应组件如第 一 实施例中 一样对称布置。本发明的天线设备可在任何移动计算或通信装置(如PC、 PDA、 外围设备、手机、寻呼机和消费者电子器件)中有利地采用，以提供无 线RF接口。但是，天线设备也可有利地在非移动装置中采用。本发明已参照特定实施例描述，但这只是举例说明，并且本领域 的技术人员将容易理解，在不脱离下附权利要求书范围的情况下，可 对其进行各种修改。
权利要求
1.一种可附接到收发器电路前端的天线设备(1)，包括形成平面结构的至少两个平衡辐射元件(10)，用于发射和/或接收对应数量的部分信号；信号分配器和/或组合器(38)，用于将从附接的收发器电路接收的信号分离成所述部分信号和/或将所述部分信号组合成要发射到附接的收发器电路的信号；移相器装置(42)，可操作以在至少两个所述部分信号之间应用相对相移，而所述相对相移可从由所述移相器装置(42)提供的有至少两个相对相移值的组中选择。
2. 如权利要求1所述的天线设备(l),其特征在于，所述信号分 配器和/或组合器(38)包括Wilkinson功率分配器(40)。
3. 如权利要求1或2所述的天线设备(l),其特征在于，所述移 相器装置(42)是宽带相移装置，能够在超宽带频率范围中工作。
4. 如权利要求l、 2或3所述的天线设备(l),其特征在于，所述 移相器装置(42)包括Schiffmann移相器。
5. 如前面权利要求任一项所述的天线设备(l)，其特征在于，所 述平衡辐射元件(10)的数量为四。
6. 如权利要求5所述的天线设备(l)，其特征在于，所述平衡辐 射元件(10)布置在矩形网格中。
7. 如权利要求5或6所述的天线设备(l),其特征在于，所述移 相器装置(42)可操作，以在任何两个所述部分信号之间应用六个不同 的非零相移值，其中对于所述六个不同相移值中的每个值，在所述六 个不同相移值中有另 一个值具有相同的绝对值但是异号。
8. 如权利要求5、 6或7所述的天线设备(1)，其特征在于，所述 移相器装置(42)包括与所述辐射元件(10)数量相应的多个移相器组 (42)，每个移相器组(42)包括多个可选择延迟线(39)，并可操作以通过所述多个可选择延迟线(36)中选定的一个而将所述部分信号中相应的 一个移相。
9. 如权利要求8所述的天线设备(l)，其特征在于，所述移相器 组(42)是相同的。
10. 如权利要求8或9所述的天线设备(1)，其特征在于，每个所 述移相器组(42)正好包括五个可选择延迟线(36)。
11. 如前面权利要求任一项所述的天线设备(l)，其特征在于，至 少一个所述辐射元件(10)包括具有信号馈电点(16)的至少一个平衡元 件(12, 14)，其宽度随离所述信号馈电点的距离而变化。
12. 如前面权利要求任一项所述的天线设备(l)，其特征在于，所 述平衡辐射元件(10)是相同的。
13. 如前面权利要求任一项所述的天线设备(l)，其特征在于，相 互之间不应用相对相移的两个部分信号的信号路径是镜像对称或点 对称的。
14. 如前面权利要求任一项所述的天线设备(l),其特征在于，所
15. 如前面权利要求任一项所述的天线设备(l),其特征在于，所 述平衡辐射元件(10)发射和/或接收的辐射束在超宽带频率范围上具有 等于或小于2dBi的幅度响应变化。
16. 如前面权利要求任一项所述的天线设备(l),其特征在于，所 述平衡辐射元件(10)发射和/或接收的辐射束在超宽带频率范围上的频率中具有线性的相位变化。
17. 如前面权利要求任一项所述的天线设备(l),其特征在于，超 宽带频率范围中的小于-10 dB的回波损耗。
18. 如前面权利要求任一项所述的天线设备(l),其特征在于，还 包括与所述平衡辐射元件(10)平行的平面反射器元件(26)。
19. 如权利要求18所述的天线设备(2),其特征在于，所述反射 器元件(26)位于所述辐射元件(10)与所述移相器装置(42)之间，和/或所述反射器元件(26)位于所述平^^辐射元件(10)与所述信号分配器和/或 组合器。8)之间。
20. 如前面权利要求任一项所述的天线设备，其特征在于，所述 辐射元件(10)具有平行四边形或蝶形领结形状。
21. —种RF收发器，包括 收发器前端电路(80),和 如前面权利要求任一项所述的天线设备(l),其中，所述收发器前端电路(80)和所述天线设备(1)设置在单个印 刷电路板上。
22. 如权利要求21所述的RF收发器，其特征在于，所述天线设 备(1)和所述收发器前端电路(80)共享印刷电路板传导材料的核心基 片。
23. —种移动装置，包括如权利要求1到19任一项所述的天线设 备(l)，或如权利要求21或22所述的RF收发器。
全文摘要
本发明为宽带波束控制天线，它涉及带有可控波束图的天线设备、包括天线设备的RF收发器和包括天线设备的移动设备。根据本发明的天线可连接到收发器电路前端，并且包括形成平面结构的至少两个平衡辐射元件，用于发射和/或接收对应数量的部分信号；信号分配器和/或组合器，用于将从连接的收发器电路接收的信号分离成所述部分信号和/或将所述部分信号组合成要发射到连接的收发器电路的信号；移相器装置，可操作以在至少两个所述部分信号之间应用相对相移，而所述相对相移可从由所述移相器装置提供的有至少两个相对相移值的组中选择。
文档编号H04L1/02GK101277139SQ20081009093
公开日2008年10月1日 申请日期2008年3月28日 优先权日2007年3月30日
发明者M·拉特尼 申请人:索尼德国有限责任公司