专利名称：载波间干扰消除和均衡方法、设备及ofdm接收器的制作方法
技术领域：
本公开涉及载波间干扰(ICI)消除或补偿的方法，更具体地讲，涉及在时变信道(即，移动信道)中具有低复杂度和良好性能的两步ICI消除方法。
背景技术：
正交频分复用(OFDM)是用于通过信道有效地传输数据的有力技术。该技术使用信道带宽中的多个副载波频率(副载波)以传输数据。与为了划分和隔离副载波频谱可以浪费部分信道带宽的传统频分复用(FDM)相比，这些副载波被布置以达到最佳带宽效率，从而避免载波间干扰(ICI)。
相反，虽然OFDM副载波的频谱在OFDM信道带宽范围内显著重叠，但是OFDM允许已调制到每个副载波的信息的分解和恢复。
使用OFDM信号通过信道传输数据导致对多径时延扩展和频率选择性衰减的容限、有效频谱使用、简化子信道均衡以及良好的干扰特性。
然而，OFDM要求接收器和发送器之间的非常精确的频率同步；由于频率偏差，副载波不再正交，导致副载波之间的ICI或串扰。
通常由不匹配的发送器和接收器振荡器或由于移动导致的多普勒频移造成频率偏移。尽管可仅由接收器补偿多普勒频移，但当加上多径时情况更糟，因为各种频率偏移会出现反射使其更难以校正。
随着速度增加这种影响更糟，并且这种影响是限制OFDM在高速车辆中的使用(如，在汽车、公共汽车、火车等中的移动TV应用)的元素。
使用OFDM作为广播接口的移动TV具有几种不同标准，如，在欧洲快速普及的手持数字视频广播(DVB-H)、在韩国开发的数字媒体广播(DVB)、以及在美国通过媒体单一前向链路(FLO，Forward Link Only)系统提供移动TV服务的FLO。
为了改善OFDM接收器的性能，一些OFDM符号中的一些副载波可携带测量信道条件(即，每个副载波的均衡器增益和相移)的导频信号。导频信号和训练符号还可用于时间同步(以避免符号间干扰，ISI)和频率同步(以避免由多普勒频移导致的载波间干扰，ICI)。
图1是不具有ICI消除元素的传统OFDM接收器的示意性功能框图。
参照图1，传统OFDM接收器10可包括下转换器1，对由OFDM发送器(未显示)上转换的信号进行下转换；模拟/数字转换器(ADC)2，将从下转换器1输出的信号转换为数字信号；保护间隔(GI)去除器3，从ADC2输出的信号中去除OFDM发送器(未显示)为信道估计输入的保护间隔；快速傅立叶变换(FFT)单元4，对从GI去除器3输出的信号进行快速傅立叶变换；信道估计器6，基于FFT单元4转换的FFT信号估计信道频率响应；均衡器5，基于从信道估计器输出的信道频率响应，对FFT转换的信号进行均衡；解码器7，对从均衡器5输出的均衡的信号进行解码。
如图1所示，均衡器5可用于静态环境；然而，在移动环境中，均衡器5的性能显著降低，因为它不具有载波间干扰ICI消除的电路。
一种减少ICI影响的方法使用较短持续时间的OFDM符号。然而，由于信道时延扩展，该方法收效甚微且不能用于单频网。
ICI消除方法可大致分为两种。一种是线性最小均方误差LMMSE方法，另一种是判决-反馈错误DFE方法。
LMMSE方法在消除ICI方面的优势近乎完美；然而，它要求高复杂度。另一方面，通过初步判决或硬判决估计ICI元素并且反复执行从接收的信号消除估计的ICI元素的方法，DFE方法具有相对较低的复杂度的良好性能。然而，在DFE方法中，当初步判决或硬判决的错误比例较大时，因为反复执行DFE存在降低整体OFDM接收器的性能的错误传播效应。因此，期望一种可克服上述ICI消除方法的缺点并且最有效地利用每个优势的用于ICI消除的方法和设备。
发明内容
本发明示例性实施例力图提供一种具有LMMSE方法的相对高精确度和DFE方法的相当低复杂度的有效的ICI消除方法。
根据本发明示例性实施例，一种接收信号的OFDM的第k副载波的载波间干扰ICI消除方法(k大于1且小于或等于n，n是副载波的数量)，包括通过判决反馈均衡DFE方法消除第k副载波的载波间干扰元素中由至少一个副载波产生的载波间干扰元素；通过线性最小均方误差均衡LMMSE方法消除第k副载波的载波间干扰元素中由至少另一副载波产生的另一载波间干扰元素。
通过LMMSE方法进行消除的步骤可包括消除由第k副载波至第(k±L)副载波产生的载波间干扰元素(L是大于或等于1且小于n/2的自然数)。
通过DFE方法进行消除的步骤可包括消除由第(k±1)副载波至第(k±Q)副载波产生的载波间干扰元素(Q是大于或等于2且小于n/2的自然数)。
通过DFE方法进行消除的步骤可包括消除由第(k±(L+1))副载波至第(k±Q)副载波产生的载波间干扰元素。L可以是小于Q的自然数。LMMSE可包括L次(L-order)LMMSE。
根据本发明示例性实施例，一种均衡方法，包括基于从信道估计设备输出的信道频率响应，对从快速傅立叶变换FFT单元输出的信号进行均衡；通过判决反馈均衡DFE方法消除均衡的信号的第k副载波的载波间干扰元素中由至少一个副载波产生的载波间干扰元素；通过线性最小均方误差均衡LMMSE方法消除第k副载波的载波间干扰元素中由至少另一副载波产生的另一载波间干扰元素。
通过LMMSE方法进行消除的步骤可包括消除由第k副载波至第(k±L)副载波产生的载波间干扰元素。
通过DFE方法进行消除的步骤可包括消除由第(k±1)副载波至第(k±Q)副载波产生的载波间干扰元素。通过DFE方法进行消除的步骤可包括消除由第(k±(L+1))副载波至第(k±Q)副载波产生的载波间干扰元素。
根据本发明示例性实施例，一种均衡设备，包括内部均衡器，基于从信道估计设备输出的信道频率响应，对从FFT单元输出的信号进行均衡；DFE补偿器，通过DFE方法消除从内部均衡器输出的信号的ICI元素；LMMSE均衡器，通过LMMSE方法消除从DFE补偿器输出的信号的另一ICI元素。
内部均衡器可包括除法器，将从FFT单元输出的信号除以信道频率响应输出。
DFE补偿器可包括判决设备，作出关于从内部均衡器输出的信号的初步判决；乘法器，将从判决设备输出的信号与从信道估计设备输出的信道斜率矢量相乘；DFE滤波器，对通过判决反馈均衡DFE方法从乘法器输出的信号的第k副载波的载波间干扰元素中由至少一个副载波产生的载波间干扰元素进行滤波；减法器，将从FFT单元输出的信号减去从DFE滤波器输出的信号。
LMMSE均衡器可通过线性最小均方误差均衡LMMSE方法消除从DFE补偿器输出的信号的第k副载波的ICI元素中由至少另一副载波产生的另一ICI元素。LMMSE均衡器可消除由第k副载波至第(k±L)副载波产生的ICI元素。DFE滤波器消除由第(k±1)副载波至第(k±Q)副载波产生的ICI元素。
DFE滤波器可消除由第(k±(L+1))副载波至第(k±Q)副载波产生的ICI元素。LMMSE均衡器可以是L次LMMSE均衡器。L可以是小于Q的自然数。
根据本发明示例性实施例，一种OFDM接收器，包括均衡器；和解码器，接收从均衡器输出的信号，并对接收的信号进行解码。
通过下面结合附图的详细描述，本发明的示例性实施例将会变得清楚，其中 图1是传统OFDM接收器的示意性功能框图； 图2显示根据本发明示例性实施例的用于解释ICI均衡方法的相邻副载波之间的ICI功率分配； 图3示意性显示根据本发明示例性实施例的ICI消除方法的L次LMMSE的信道矩阵； 图4是解释根据本发明示例性实施例的两步ICI消除方法的流程图； 图5示出根据本发明示例性实施例的均衡设备； 图6示出根据本发明示例性实施例的OFDM接收器的功能框图； 图7和图8显示了将根据本发明示例性实施例的ICI消除方法与传统方法相比的仿真结果。
具体实施例方式 以下，将参照附图对本发明示例性实施例进行详细描述，其中，相同的标号始终表示相同部件。将从OFDM发送器发送的OFDM Sn可通过以下等式表示。(等式1) 在等式1中，Sl可以是频域中的正交幅度调制QAM符号，N可指离散傅立叶变换DFT的大小。
当通过时变多径信道接收将被发送的OFDM信号时，可通过以下等式表示。(等式2) 在等式2中，hm(n)显示时间n的信道脉冲响应。
等式2所示的OFDM信号可经过预定下转换或仿真数字转换处理。它还可经过在OFDM发送器中结合或去除插入的保护间隔GI的处理。
然后，信号经过DFT处理，例如，快速傅立叶变换FFT，并可通过以下等式表示。(等式3) R＝Fr＝ΛS+W 在等式3中，F显示DFT矩阵，并分别代表R＝[R0...RN-1]T，r＝[r0...rN-1]T，S＝[S0...SN-1]T。此外，w＝[W0...WN-1]T显示频域中的加性高斯白噪声AWGN，A显示信道矩阵。信道矩阵的元素可表示为[Λ]d，k＝λ(d-k，k)。
这里，(等式4) 例如，λ(0，)、λ(+1，)和λ(-1，)分别显示信道矩阵的主对角线矢量、信道矩阵的第一下子对角线矢量(lower sub-diagonal vector)和信道矩阵的第一上子对角线矢量(upper sub-diagonal vector)。
可使用第一导数对信道矩阵的元素进行近似。还可对信道矩阵的系数进行近似，信道矩阵的元素可表示如下。
(等式5) λ(O，k)＝Hk，k＝1，N (等式6) λ(q，k)＝ξqdHk，k＝1，N (等式7) 这里，(等式8) 此外，dHk显示信道斜率矢量的近似值。
LMMSE均衡器可用如下等式表示 (等式9) 这里，σ2是AWGN的方差。
如等式9所示，LMMSE均衡器中需要N×N矩阵的逆矩阵运算，在这种情况下，复杂度变为N3数量级。在使用LMMSE均衡器过程中，如此高的复杂度可能是致命的问题，因为在实际OFDM系统中的情况下(例如，DVB-T或DVB-H)N大约为8000。
为了减小这种高复杂度，可使用LMMSE的近似方法。
该方法使用信道矩阵的带状对角线近似，即，将除了主对角线矢量之外(即，主对角线矢量的上面和下面的L子对角线矢量(L sub-diagonal vector))的所有信道矩阵的元素设置为0的方法。
该方法可称为L次LMMSE方法。为了在执行均衡时进行计算，L次LMMSE方法只考虑基于临近每个方向的副载波的L副载波(即，两个方向的2L副载波)产生的ICI元素。因为ICI元素受副载波之间的距离影响，所以在L次LMMSE中只考虑临近副载波。
图2显示根据本发明示例性实施例的ICI方法中的相邻副载波之间的ICI功率分配。参照图2，ICI可基于时变信道中的副载波之间的能量泄漏，这种能量泄漏可能成比例地受副载波之间的距离的影响。
例如，对第k副载波的ICI影响最大的副载波可能是最接近第k副载波的第(k-1)副载波和第(k+1)副载波。相反，随着副载波离第k副载波越远，其对第k副载波的ICI的影响越小。
因此，根据本发明示例性实施例的ICI方法在执行计算时可只考虑临近第k副载波的2L副载波的影响。因此，L次LMMSE中的近似信道矩阵可将除了2L+1对角线矢量之外的所有元素设置为0。
图3示意性显示根据本发明示例性实施例的ICI消除方法的L次LMMSE的信道矩阵的形状。参照图3，当初始LMMSE为N×N信道矩阵时，L次LMMSE的信道矩阵可包括与第k副载波相应的主对角线矢量、主对角线矢量的上L子对角线矢量和主对角线矢量的下L子对角线矢量。可将信道矩阵的其余元素全部设置为0。
因此，L次LMMSE可只考虑预定临近副载波产生的ICI元素(而不考虑其余副载波产生的ICI元素)通过执行均衡来减小复杂度。参数L可判决为复杂度和性能之间的折衷。通常，可将L设置为小于3的数。
与静态信道中使用的均衡器(例如，如图1的不考虑ICI元素的均衡器)相比，上述L次LMMSE方法呈现出色性能。当将L设置为1或2时，L次LMMSE方法呈现改善的性能和相对低的复杂度，然而，这可能无法达到全LMMSE方法的性能。
未考虑基于除了临近第k副载波的副载波之外的副载波的ICI元素导致下降的性能。根据本发明示例性实施例的ICI消除方法可使用上述DFE方法消除在L次LMMSE中未考虑的副载波产生的ICI元素。
另一方面，当全LMMSE均衡器用等式9表示时，使用近似信道矩阵的L次LMMSE均衡器可用如下等式表示。
(等式10) 这里，示出 (等式11) Rk＝[Rk-L...Rk+L]T (等式12)
λk＝[λk-L，k…λk+L，k]T。
此外，可表示为λk，k＝Hk，λk+l，k＝ξldHk， 换句话说，当L为1时，信道矩阵为 当L为2时，信道矩阵为 从等式10至12可知，需要对OFDM信号的每个副载波进行2L×2L逆矩阵运算，以执行L次LMMSE方法。然而，如信道矩阵所示，许多元素被设置为0，并且在计算与第k副载波相应的信道矩阵过程中可使用矩阵信道的先前计算的结果，例如，与第(k-1)至第(k-L)副载波相应的信道矩阵的运算结果。
因此，实际复杂度可多达O((1+2L)2N)。如果L的数值小，则与全LMMSE方法相比，L次LMMSE方法可大大减少复杂度。同时，可通过DFE方法消除上述L次LMMSE方法中未考虑的用于减小复杂度的副载波产生的ICI元素。
DFE方法使用标准OFDM解调信号的均衡的结果以重构ICI元素。DFE均衡器可用如下等式表示。
(等式13) 这里，
显示在通过标准OFDM解调方法解调的信号被均衡之后的判决的结果。
右侧第二术语显示第k副载波的ICI元素。因此，
显示消除了ICI元素的信号，可通过传统一抽头均衡器对
进行均衡。
如等式13所示，随着Q增加，DFE方法线性增加。因此，在实际DFE均衡器中，Q被设置约在10和20之间。即，可用非常低的复杂度来估计基于临近10至20副载波的ICI元素。然而，如上所述，DFE方法会具有错误传播效应，该错误传播效应可导致在时变多径环境中的性能下降。
错误传播效应受由传统均衡器产生的最初错误百分率的影响。即，当由传统均衡器产生的最初错误百分率相对低时，从接收的信号消除ICI元素可导致性能改善(即，ICI引起的错误百分率的减少)，因为再现的ICI元素和实际ICI元素之间的区别不大。此外，通过反复执行这样的判决反馈方法，并且随着错误百分率降低，再现的ICI元素逐渐变得与实际ICI元素相似。最终，可进一步降低错误百分率，导致性能提高。
然而，当由传统均衡器产生的最初错误百分率相对高时，这使得再现的ICI元素不正确，从接收的信号消除不正确的ICI元素，导致错误百分率的增加。通过基于增加的错误百分率反复执行判决反馈方法，系统的性能逐渐下降。
如上所述，错误传播效应(DFE模式中的最大缺点)受最初错误百分率的影响较大。因此，具有比较高的复杂度但却有理想的性能的LMMSE方法(尤其是L次LMMSE)可用于对ICI元素的影响相对高的临近副载波。
另一方面，低复杂度DFE方法用于消除远副载波产生的ICI元素。由于每个远副载波导致少量ICI(见图2)，所以不正确的判决不会显著影响重构的ICI，因此，错误传播效应显著减小。
即，在根据本发明实施例的两步ICI消除方法中，为了消除图2所示的第k副载波的ICI元素，DFE方法用于比临近2L副载波更加远离第k副载波的副载波，LMMSE方法(尤其是L次LMMSE方法)用于临近2L副载波。
图4显示根据本发明示例性实施例的解释两步ICI消除方法的流程图，图5显示根据本发明示例性实施例的均衡设备。参照图4和图5，在步骤S100，本发明的均衡器100可接收从FFT单元(未显示)输出的信号Rk、从信道估计设备(未显示)输出的信道频率响应Hk和信道斜率矢量dHk。均衡设备包括内部均衡器110、DFE补偿器120和LMMSE均衡器130。
在步骤S110，内部均衡器110基于从信道估计设备(未显示)输出的信道频率响应来执行从FFT单元(未显示)输出的信号Rk的均衡。可使用传统一抽头均衡器。一抽头均衡器可通过将Rk除以信道频率响应Hk来执行均衡。
DFE补偿器120可包括判决设备121、第二运算设备123、DFE滤波器125和第三运算设备127。DFE补偿器120可通过DFE方法消除从内部均衡器110输出的均衡的信号的载波间干扰元素。
判决设备121可包括前向纠错FEC电路(未显示)。
在步骤S120，第二运算设备123、DFE滤波器125和第三运算设备127可计算并消除作为Q及其下的远离第k副载波的至少一个副载波的ICI元素。这里，作为Q及其下的远离第k副载波的副载波是指指数在K-Q和K+Q之间的副载波。
现在，解释了根据本发明示例性实施例的DFE补偿器120如何消除副载波的ICI元素，所述副载波比L远且不超过Q(即，具有从第(k±(L+1))副载波至第(K±Q)副载波的指数)更加远离第k副载波。
如图2所示，为了消除远离第k副载波的副载波(如，±(k+L+1，k+L+2，...k+Q，)(此处Q>L))的ICI元素，DFE补偿器120执行如下等式所描述的处理。
(等式14) 如上所述，ICI元素的大部分能量由临近副载波产生，因此，当不正确地作出关于临近副载波的判决时，错误传播效应更严重。
因此，等式14描述的DFE方法可以不影响错误传播效应，因为它未对最近的2L副载波执行DFE方法。
然而，由于最有影响的临近副载波产生的ICI元素未被消除，所以难以仅使用等式14描述的DFE方法期望最佳性能。DFE补偿器120中包括的第二运算设备123、DFE滤波器125和第三运算设备127可用于计算等式14的右侧。
第二运算设备123可将从判决设备121输出的信号与从信道估计设备(未显示)输出的信道斜率矢量dHk相乘。DFE滤波器125可滤波由副载波产生的ICI元素，所述副载波比L远且不超过Q(Q是大于或等于2且小于n/2的自然数，n是副载波的数量)更加远离从第二运算设备123输出的信号。
为此，DFE滤波器125还可接收从均衡设备120中还包括的预定运算设备(未显示)输出的信道矩阵系数ξQ...ξL+1。预定运算设备(未显示)还可将另外的信道矩阵系数ξL...ξ1输出到LMMSE均衡器130，第三运算设备127可从FFT单元(未显示)输出的信号减去从DFE滤波器125输出的信号。
因此，在如上所述DFE方法的ICI消除处理之后，可在步骤S130执行LMMSE方法(尤其是L次LMMSE)的ICI消除处理。
LMMSE均衡器130为L次LMMSE均衡器的情况可表示为将等式14的信号Rk插入到表示L次LMMSE方法的等式10的等式。
即，通过将等式14的插入到等式10的Rk＝[Rk-L...Rk+L]T而得到。
因此，LMMSE均衡器130可从DFE补偿器120输出的信号消除离第k副载波为L或更少的副载波产生的副载波间干扰元素(L是大于或等于1且小于n/2的自然数)。
在步骤S140，LMMSE均衡器130可将通过LMMSE方法(尤其是L次LMMSE方法)消除ICI元素而均衡的信号输出到解码器(未显示)。与传统判决反馈方法相比，根据本发明示例性实施例的两步ICI消除方法可大大减小错误传播效应，并且与仅使用Q次(Q-order)LMMSE方法相比，两步ICI消除方法可通过DFE方法消除远副载波产生的ICI而没有复杂度的指数增加。
图6示出根据本发明示例性实施例的OFDM接收器的功能框图。参照图6，根据本发明示例性实施例的OFDM接收器200可包括如上所述的两步均衡设备100和解码器210。解码器210可接收从均衡设备100输出的信号并对接收的信号进行解码。解码器210可实现为FEC解码器。OFDM接收器200还可包括如上所述的下转换器、ADC、GI去除器、FFT单元和/或信道估计设备。
图7和图8显示了将根据本发明示例性实施例的ICI消除方法与传统方法相比的仿真结果。参照图7，与根据本发明示例性实施例的DFE方法和ICI消除方法相比，L次LMMSE方法性能下降。这是因为L未大到足以消除ICI元素。
此外，传统DFE方法执行两次迭代，因此它的复杂度与根据本发明示例性实施例的ICI消除方法相似。在这种情况下，根据本发明示例性实施例的ICI消除方法具有与传统DFE方法相似的性能。另一方面，如图8所示，当多普勒频率高时，即，当快速移动时，由于错误传播效应，传统DFE方法性能严重下降。
与传统DFE方法和LMMSE方法相比，根据本发明示例性实施例的ICI消除方法性能得到改善，因为它在减小错误传播效应的同时消除低复杂度的相对远的副载波产生的ICI元素。
虽然已显示和描述了本发明的示例性实施例，但本领域技术人员应该理解，在不脱离本公开的范围和精神的情况下，可以进行各种修改、添加和替换。
权利要求
1、一种接收信号的正交频分复用的第k副载波的载波间干扰消除方法，k是大于1且小于或等于n的自然数，n是副载波的数量，包括
通过判决反馈均衡方法消除第k副载波的载波间干扰元素中由至少一个副载波产生的载波间干扰元素；
通过线性最小均方误差均衡方法消除第k副载波的载波间干扰元素中由至少另一副载波产生的另一载波间干扰元素。
2、如权利要求1所述的方法，其中，通过线性最小均方误差均衡方法进行消除的步骤包括消除由第k副载波至第(k±L)副载波产生的载波间干扰元素，L是大于或等于1且小于n/2的自然数。
3、如权利要求1所述的方法，其中，通过判决反馈均衡方法进行消除的步骤包括消除由第k副载波至第(k±Q)副载波产生的载波间干扰元素，Q是大于或等于2且小于n/2的自然数。
4、如权利要求2所述的方法，其中，通过判决反馈均衡方法进行消除的步骤包括消除由第(k±(L+1))副载波至第(k±Q)副载波产生的载波间干扰元素，Q是大于或等于2且小于n/2的自然数。
5、如权利要求4所述的方法，其中，L是小于Q的自然数。
6、如权利要求1所述的方法，其中，线性最小均方误差均衡是L次线性最小均方误差均衡。
7、一种均衡方法，包括
基于从信道估计设备输出的信道频率响应，对从快速傅立叶变换单元输出的信号进行均衡；
通过判决反馈均衡方法消除均衡的信号的第k副载波的载波间干扰元素中由至少一个副载波产生的载波间干扰元素；
通过线性最小均方误差均衡方法消除第k副载波的载波间干扰元素中由至少另一副载波产生的另一载波间干扰元素，
K是大于1且小于或等于n的自然数，n是副载波数。
8、如权利要求7所述的方法，其中，通过线性最小均方误差均衡方法进行消除的步骤包括消除由第k副载波至第(k±L)副载波产生的载波间干扰元素，L是大于或等于1且小于n/2的自然数。
9、如权利要求7所述的方法，其中，通过判决反馈均衡方法进行消除的步骤包括消除由第k副载波至第(k±Q)副载波产生的载波间干扰元素，Q是大于或等于2且小于n/2的自然数。
10、如权利要求8所述的方法，其中，通过判决反馈均衡方法进行消除的步骤包括消除由第(k±(L+1))副载波至第(k±Q)副载波产生的载波间干扰元素，Q是大于L且大于或等于2且小于n/2的自然数。
11、一种均衡设备，包括
内部均衡器，基于从信道估计设备输出的信道频率响应，对从快速傅立叶变换单元输出的信号进行均衡；
判决反馈均衡补偿器，通过判决反馈均衡方法消除从内部均衡器输出的信号的载波间干扰元素；
线性最小均方误差均衡器，通过线性最小均方误差均衡方法消除从判决反馈均衡补偿器输出的信号的另一载波间干扰元素。
12、如权利要求11所述的均衡设备，其中，内部均衡器包括除法器，将从快速傅立叶变换单元输出的信号除以信道频率响应输出。
13、如权利要求11所述的均衡设备，其中，判决反馈均衡补偿器包括
判决设备，作出关于从内部均衡器输出的信号的初步判决；
乘法器，将从判决设备输出的信号与从信道估计设备输出的信道斜率矢量相乘；
判决反馈均衡滤波器，对通过判决反馈均衡方法从乘法器输出的信号的第k副载波的载波间干扰元素中由至少一个副载波产生的载波间干扰元素进行滤波；
减法器，将从快速傅立叶变换单元输出的信号减去从判决反馈均衡滤波器输出的信号，k是大于1且小于或等于n的自然数，n是副载波数。
14、如权利要求13所述的均衡设备，其中，线性最小均方误差均衡器通过线性最小均方误差均衡方法消除从判决反馈均衡补偿器输出的信号的第k副载波的载波间干扰元素中由至少另一副载波产生的另一载波间干扰元素。
15、如权利要求14所述的均衡设备，其中，线性最小均方误差均衡器消除由第k副载波至第(k±L)副载波产生的载波间干扰元素，L是大于或等于1且小于n/2的自然数。
16、如权利要求15所述的均衡设备，其中，判决反馈均衡滤波器消除由第k副载波至第(k±Q)副载波产生的载波间干扰元素，Q是大于或等于2且小于n/2的自然数。
17、如权利要求16所述的均衡设备，其中，判决反馈均衡滤波器消除由第(k±(L+1))副载波至第(k±Q)副载波产生的载波间干扰元素。
18、如权利要求11所述的均衡设备，其中，线性最小均方误差均衡器是L次线性最小均方误差均衡器。
19、如权利要求16所述的均衡设备，其中，L是小于Q的自然数。
20、一种正交频分复用接收器，包括
如权利要求11所述的均衡设备；
解码器，接收和解码从均衡设备输出的信号。
全文摘要
一种载波间干扰消除和均衡方法、设备及OFDM接收器。一种接收信号的正交频分复用OFDM的第k副载波的载波间干扰ICI消除方法(k是大于1且小于或等于n的自然数，n是副载波的数量)，包括通过判决反馈均衡DFE方法消除第k副载波的载波间干扰元素中由至少一个副载波产生的载波间干扰元素；通过线性最小均方误差均衡LMMSE方法消除第k副载波的载波间干扰元素中由至少另一副载波产生的另一载波间干扰元素。
文档编号H04L25/03GK101420406SQ20081017493
公开日2009年4月29日 申请日期2008年10月24日 优先权日2007年10月25日
发明者谢尔盖·日德科夫, 刘光辉, 千进熙 申请人:三星电子株式会社