频域回波和近端串扰抵消的制作方法

专利名称：频域回波和近端串扰抵消的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信系统中的回波和近端串扰抵消，具体地说，涉及用于回波和近 端串扰抵消的频域技术。
背景技术：
如通常理解的，存在增加数据通信速率的需要。某些通信系统在站与站之间具 备多个信道，并且每个站使用多个信道通信。结果，与使用单个信道的系统相比，总体 聚合吞吐量显著增加。一个特别值得注意的实例是在当前1000BASE-T和未来的多千兆 位(gigabit)以太网中，其中使用5类非屏蔽双绞线(UTP)线缆的所有四个铜双绞线来传 输数据。虽然多信道通信链路加速了数据传输，但是此类系统存在缺陷。一个此类缺陷 是多信道通信链路存在耦合。在有线通信系统中，干扰的一个主要来源是传输信号的反 射，这由不完美的阻抗匹配引起，其通常应归因于连接器。在使用多个对的系统(例 如，以太网)中，在传输信号的对(“回波”)以及在其他对(近端串扰，称为“next” ) 上都会引起干扰。这些信号使接收器的性能下降，尤其是在较长距离上建立全双工链路 时会阻止操作。当接收的信号的功率远低于反射时尤其如此。在理想的通信链路中，多信道链路中的每个信道都将与其他信道完全去耦。因 此，每个接收的信号将包括期望的远端(FE，FarEnd)信号和少量随机噪声。但是，理 想的环境罕有地存在，因而NEXT和回波干扰将侵入所接收的信号。因此，所接收的信 号主要是远端信号以及不期望的NEXT和回波分量的组合。这不期望地限制了远端信号 的检测，以致必须实施某种形式的主动干扰抵消。因此，收发器采用时域回波和近端串扰(next)抵消器，后者是自适应滤波器。 这些结构使用它们的有关传送信号的知识来迭代地更新传递函数模型，以便它们可以准 确地再现回波和近端串扰信号，并在接收器处抵消这些信号。但是，在较高的采样速 率，回波响应的长度可以为许多抽头(taps)。干扰抵消较为复杂并且在电子系统中实现 干扰抵消需要较高的处理能力，对于集成电路而言，这意味着面积和功率要求。在此方面，现有技术的干扰抵消处理消耗了所不期望的大量电力并产生所不期 望的热量。这些因素导致结合了现有技术干扰抵消系统的产品的拥有成本增加。提高效率并降低功耗和复杂性的一种方法是使用频域抵消器。典型地，在块中 收集一组传输采样，将所述块变换成频域，然后在频域中施加滤波。最后，将数据变换 回时域并用于抵消。这减少了所需的乘法数量，这可导致显著的功率降低，对于硬件实 施方式而言尤其如此。此方法的缺点是块运算在抵消器中引入了显著的等待时间。过长的等待时间会 限制通信系统的应用；端用户可能会更喜欢其他技术。例如，对于诸如科学计算之类的 应用而言，过长的等待时间降低了高性能计算机的“群集”性能。应用频域方法的第二个问题是公知的FFT结构对于复杂信号而言最有效。但是，针对实信号直接使用复杂的基于Cooley-Tukey的变换会导致实际上的低效率。在硬 件实施方式中，这转化成所不希望的增加的功耗。对实信号有效使用复杂变换引擎的一 种方式是通过使用“实调整”(realadjust)运算。这允许使用N/2点复杂FFT和N次附 加复杂乘法以及某些低成本加法运算来计算N点实FFT。在“Numerical Computing in C TheArt of Scientific Computing" (C中的数字计算科学计算技术，第二版，William H.Press, Saul A.Teukolsky, William Τ.Vetterling，Brain P.Flannery, 1992)的 “12.3FFTof Real Functions, Sine and CosineTransforms”(12.3 实函数、正弦和余弦变换的 FFT，第 510-520页)中描述了此技术。诸如实调整之类的技术通常用在软件实施方式中，并且它 们也可以用在硬件中。典型地，在硬件系统中，使用流水线架构实现FFT，以便最大化 功率效率并最小化等待时间。此结构的使用对输出排序施加了限制。FFT算法的这些有 效实施方式产生的输出的顺序不符合实调整算法的要求。这破坏了数据路径的流水线结 构，并且需要引入附加的缓冲来排列数据以用于实调整处理。这显著增加了抵消器的等 待时间和功率。此外，在逆变换期间，必须执行逆向实调整运算，出于相同的原因，这 将消耗更多功率并增加了等待时间。 其他公知的用于实现实或复杂FFT的运算或变换包括Cooley-Tukey算法、分 裂基(split-radix)变换、实分裂基变换、Winograd变换、素因子(Prime-Factor)变换、 Braun算法、Rader算法、Bluestein算法，但是这些运算没有克服现有技术的缺陷。通过在频域变换中使用较小的块大小可以降低等待时间。但是在实现时，这增 加了功率，因为必须更频繁地执行块运算(变换-乘法-逆变换)。对于非常长的滤波器 而言这尤其成问题。另一提出的减小等待时间的解决方案是通过使用更多的物理电路并 行执行计算来“并行化”变换和/或乘法，但是这在实施方式上引入了复杂性并且可导 致低效率以及增大的功耗。此外，在硬件实施方式中，并行化增大了面积，这将通过泄 漏而增大功率损耗，即使在电路不活动时也是如此。

发明内容
为了克服现有技术的缺陷并提供附加的益处，在此披露了各种不同的实施例和 配置。在此披露了一种用于减少在多信道通信装置的收发器处接收的传入信号中的干扰 的方法。此方法包括以下步骤以串行格式接收要在信道上传送的信号，所述传送的 信号将被从所述收发器传送。然后将所述信号转换成并行格式以产生代表所述信号的数 据，并且根据Good-Thomas排序对所述数据执行排序。然后对所述数据执行Winograd 变换以及Cooley-Tukey变换，以产生变换域数据。此后，所述方法将所述变换域数据分 发到一个或多个乘法器，并将所述变换域数据乘以一个或多个加权变量以产生加权后的 变换域信号。在此阶段，所述方法对所述加权后的变换域数据执行逆向Cooley-Tukey变 换，然后对所述逆向Cooley-Tukey变换的输出执行逆向Winograd变换以产生抵消数据。 在将所述抵消数据转换成串行格式信号之前对所述抵消数据进行逆向排序，以及将所述 抵消信号与所述传入信号相合并以减少所述传入信号中的干扰。在一个实施例中，所述信号包括两个或多个信号，并且每个信号与所述多信道 通信中的信道关联。对所述数据执行排序的步骤可包括将所述数据排列成二维数组。所 述二维数组是具有Iw行和I列的数组。
在此还披露了一种用于抵消一个或多个接收信号中的干扰的方法，所述方法 包括接收两个或多个传出信号；以及使用变换运算将所述两个或多个传出信号转换 到变换域以产生两个或多个变换域信号。在此实施例中，所述变换运算包括对所述 两个或多个传出信号执行Winograd小变换，然后对所述Winograd小变换的输出执行 ceiling(lw/2)次Cooley-Tukey变换以产生所述两个或多个变换域信号。在一个实施例中， 函数y = ceiling[x]返回等于或大于值χ的最小整数y。上限值(ceiling value)是大于所标 识的值的下一整数。下限值是小于所标识的值的最近的整数。
此运算使用两个或多个加权变量处理所述两个或多个变换域信号，以在所述变 换域中生成两个或多个抵消信号，并使用逆向变换运算将所述两个或多个变换域抵消信 号转换出所述变换域，以获得两个或多个抵消信号。这样，所述逆向变换运算包括多次 Cooley-Tukey变换和多次Winograd变换。所述运算然后将所述两个或多个抵消信号与所 述两个或多个接收信号相合并，以抵消所述一个或多个接收信号中的干扰。在一种配置中，将所述两个或多个传出信号排列成二维数组。还构想了根据 Good-Thomas索引在所述二维数组中排列所述两个或多个传出信号。所述处理可包括逐 元素乘法运算。此外，接收一个或多个传出信号的步骤可包括接收四个传出信号，并且 将所述抵消信号与接收的信号相合并包括将四个抵消信号与接收信号相合并。所述方法 还可包括对所述一个或多个传出信号和所述一个或多个抵消信号执行叠加处理。还披露了一种用于减少多信道通信装置内的接收信号中的干扰的抵消系统，使 得对于每个信道，所述抵消系统包括输入端，用于接收第一收发器处的传出信号，所 述传出信号在第一域中。此系统还包括一个或多个变换单元，被配置为将所述传出信号 处理成第二域信号，并将所述第二域信号提供给与每个信道关联的至少一个乘法器。在 此实施例中，所述变换单元包括至少一次Winograd变换和至少一次Cooley-Tukey变换。 提供了一个或多个乘法器，其被配置为将所述第二域信号乘以一个或多个加权变量，以 在所述第二域中创建两个或多个抵消信号。此实施例的还一部分是一个或多个逆向变换 单元，其被配置为对所述第二域中的所述两个或多个抵消信号执行逆向变换，以在所述 第二域中创建抵消信号。在此实施例中，所述变换单元包括至少一个Cooley-Tukey变换 和至少一个Winograd变换。为了执行抵消，提供了减法器，其被配置为从接收的信号减 去所述第二域中的所述抵消信号。在一个实施例中，所述一个或多个变换单元在硬件中实现。所述系统还可包括 一个或多个求和点，其被配置为将来自所述一个或多个乘法器的所述第二域中的所述两 个或多个抵消信号相加，以在所述第二域中生成合并后的抵消信号，并将所述第二域中 的所述合并后的抵消信号输出到所述一个或多个逆向变换单元。此外，所述系统还包括 缓冲系统，其被配置为接收所述传出信号并将所述传出信号排序成二维数组，以及根据 Good-Thomas索引排序所述数据。在一种配置中，所述多信道通信装置包括四信道通信 装置，并且每个抵消系统生成补偿来自所述四个信道中的每个信道的干扰的抵消信号。 在一个实施例中，所述系统还包括自适应系统，其被配置为自适应地生成加权变量，并 且所述自适应系统包括一个或多个变换单元，其被配置为将误差信号转换到所述第二 域；以及自适应模块，其被配置为处理所述第二域中的所述误差信号以生成所述加权变 量。
在此还披露了一种在多信道收发器中使用以抵消不希望的耦合的抵消系统。此 实施例包括四个输入端，每个输入端都将数据提供给所述抵消系统并且所述数据在时域 中。一个或多个缓冲器被配置为存储数据以及提供数据和将数据馈入至少一个Winograd 变换单元，所述Winograd变换单元被配置为接收来自所述一个或多个缓冲器的数据。每 个Winograd变换单元被配置为执行Winograd变换以将所述数据转换成处理后的数据。 此实施例的还一部分是至少一个Cooley-Tukey变换，其被配置为接收所述处理后的数据 并执行变换以产生变换域数据。将所述变换域数据提供给一个或多个乘法器，每个乘法 器被配置为接收所述变换域数据，并将所述变换域数据乘以加权变量以在所述变换域中 产生抵消数据。一个或多个装置，被配置为合并所述变换域中的所述抵消数据以在所 述变换域中产生合并后的抵消数据，并且提供至少一个Cooley-Tukey变换单元，其被配 置为接收所述合并后的抵消信号并执行变换以产生已处理的合并后的抵消数据。此外， 至少一个Winograd变换单元，被配置为接收所述已处理的合并后的抵消数据，其中每个 Winograd变换单元被配置为执行Winograd变换，以转换所述已处理的合并后的抵消数据 以便在所述时域中产生抵消数据。

在一个实施例中，一个或多个所述Cooley-Tukey变换单元以及一个或多个所述
Winograd变换单元执行叠加处理和变换处理。还构想了所述系统还可包括两个或多个被 配置为合并所述变换域中的所述抵消信号的装置。在一种配置中，所述一个或多个乘法 器中的至少一个乘法器被配置为在时钟周期之间共享。在此还披露了一种用于生成抵消系统中的抵消信号的方法，其中所述方法在多 信道通信系统的一个或多个信道中发生，所述方法包括在抵消系统处接收数据。所述数 据代表所述多信道通信系统中的两个或多个信道上的两个或多个传出信号。此方法还使 用Winograd变换和Cooley-Tukey变换处理所述数据，以将所述一个或多个信号中的每个 信号转换到变换域中，并将所述变换域中的所述一个或多个信号分发到与所述一个或多 个信道关联的一个或多个乘法器。此后，所述方法将所述变换域中的所述一个或多个信 号乘以一个或多个加权变量，以产生一个或多个乘法器输出，并且合并所述一个或多个 乘法器输出以产生合并后的变换域抵消信号。然后所述方法处理所述变换域抵消信号以 从所述变换域去除所述抵消信号。在一个实施例中，所述方法还包括在处理所述数据之前使用Good-Thomas索引 或相当的索引对所述数据排序。对所述数据排序包括将所述数据排序到二维数组中。 所述变换域包括频域。所述数据可包括实数据。在一个实施例中，对所述数据执行 Winograd变换并且然后执行Cooley-Tukey变换以产生变换域数据将得到可被消除的冗余 数据，从而减小等待时间和功耗。在研究了以下附图和详细描述后，本发明的其他系统、方法、特性和优点对本 领域的技术人员将是显而易见的或将变得显而易见。所有这些其他系统、方法、特性和 优点都旨在包括在此说明书内、处于本发明的范围之内，并受所附的权利要求保护。


附图中的组件不一定成比例，重点只是例示本发明的原理。在附图中，不同视 图中的相同标号表明相应的部分，这些附图是
图1示例性示出了现有技术抵消器系统的框图；图2示例性示出了多信道收发器的一个示例实施例的框图；图3示例性示出了本发明的一个示例实施例的框图；图4示例性示出了自适应抵消系统的一个示意性实施例的框图；图5示例性示出了乘法器的并行线结构及其关联装置的框图；图6示例性示出了多信道环境中的合并式传送侧处理系统的一个示例实施例的 框图；图7示例性示出了多信道环境中的合并式接收器侧处理系统的一个实施例的框 图；图8示例性示出了合并式抵消系统的一个示例实施例的框图；图9示例性示出了具有分布式自适应处理的一个示意性实施例的框图；图10示例性示出了具有可变延迟的自适应处理系统的一个示例实施例的框图；图IlA和IlB示例性示出了本发明的一个实施例的示例运行方法的运行框图；图12示例性示出了可由自适应系统执行的加权变量生成和分布式处理的示例方 法的运行流程图；图14示例性示出了概念性二维数组；图15示例性示出了在此所述的变换系统的一个示例实施例的示例框图；图16示例性示出了被配置为执行Winograd变换的系统的示意性框图；图17示例性示出了基数为4级变换的示意性框图；图18示例性示出了组合变换的操作的示例方法的示意性流程图。
具体实施例方式用于干扰抵消的最广泛认可的技术是自适应抵消器，作为收发器的一部分在图1 中被示出。数据源输入端100连接到自适应抵消器108和发送器112。发送器112的输 出连接到信道116A。收发器的接收器120还连接到信道116B。术语信道应被理解为表 示信号路径的一个或多个传导体。接收器120的输出馈入求和点124。减法器124从接 收的信号减去自适应抵消器108的输出。减法器124的输出作为输入128被提供给接收 器处理的其他方面。从一个发送器到另一接收器的干扰耦合被表示为线性传递函数H (S)。使用所发 送的信号作为参考来训练自适应抵消器108A(s)，使得A (s)约等于H (S)。减法器124的 输出然后包括期望的远端信号加上残余干扰项。尽管希望最小化残余干扰项，但是由于 自适应抵消器108的所需复杂性的限制，可能不能完全实现此目标。典型地，在离散时 域中实现自适应抵消器108A(s)，以便自适应抵消器108被实现为数字滤波器A(Z)。在 此情况下，发送器112和接收器120块将包括使数字信号与模拟信道通过接口相连所需的 合适的混合信号块。通常，此数字滤波器的阶数越高，抵消就越多(残余就越小)。但 是，高阶滤波器将不期望地带来较高的计算要求。对于用于得到A(ζ)的数字滤波器是抽 头延迟线或FIR滤波器的典型情况，复杂性直接正比于抽头数M。将此结构扩展到多信 道情况，将需要N。2个数字滤波器，其中N。是信道数。因 此，在当前或未来以太网标准下工作并使用4个信道的系统中，将需要16个数字滤波器。在滤波器抽头的数量较大的应用中，典型抵消器结构的多信道扩展将导致不可思议 的复杂性要求。例如，在扩展信道的长度和数据速率时，单个数字滤波器上的抽头数将 增加到四百个抽头以上。与高采样速率和多信道应用结合后，该诸多抽头将对所需的用 于实现的每秒操作数产生非常高的要求。如将理解的，此用于回波抵消和减轻串扰的现 有技术方法和设备由此不适于高数据速率、多信道应用。 图2示例性示出了站A的接收器1内的干扰源。如图所示，第一收发器200被 配置为与第二收发器204通信。第一收发器与站A关联，而第二收发器与站B关联。构 想了收发器200、204被结合到被配置为使用多信道通信链路通信的通信装置内。为了便 于理解，收发器可如所示的那样连接到映射器/取消映射器模块208、212。尽管示为具 有4个通信信道，但是预期的是以下所讨论的方法和装置可被扩展到任何数量的信道。 此外，术语信道应被理解为表示任何能够承载信号或数据的介质，例如但不限于任何种 类的屏蔽或非屏蔽双绞线(UTP)电缆(例如，5、5e、6、6a、7等)、无线信道、光纤信 道或光缆、自由空间光信道、音频铰接导线对、同轴电缆，或者其他当前或未来可用的 信道或导体。此外，预期的是在此披露并要求保护的原理还可以与分组成多导体信道的任何 类型的信道(包括以上列出的那些信道)一起使用。例如，预期的是标准电话线或任何其 他类型的导体或传输介质可被分组成束以创建多导体信道。可以根据在此包含的教导执 行对此类信道上传输的信号的处理。信道216连接第一收发器200和第二收发器204。每 个收发器200、204可包括混合器(hybrid) 220、224，发送器228、232以及接收器236、 240。在信道1上将信号FE_AB从第二收发器204(站B)传送到第一收发器200 (站A)。 术语‘信号FE_AB’应被理解为相对于站A的远端信号被从站B传送到站Α。希望分 离传送的FE_AB信号并在第一收发器200处仅处理FE_AB信号。图2还示出了被不希望地耦合到第一信道216中并由接收器236接收的回波和近 端串扰(NEXT)分量。也就是说，回波分量回波_11A是从信道1耦合到信道1上的回 波干扰。术语回波_11A应被解释为表示从站A的第一信道耦合到第一信道上的回波分 量。分量近端串扰_12A是在站A处接收的信号上的从信道2耦合到信道1上的干扰。 如所示出的，针对其他信道中的每个信道重复此模式。因此，近端串扰_13人和近端串 扰_14入是分别从信道3和4耦合到信道1上的干扰源。作为耦合的结果，在第一收发器 200处接收的信号包括期望的远端信号FE_AB和四个干扰信号(即，三个NEXT信号以 及回波)。针对每个信道重复此模式。希望去除站A和站B处的每个接收器中的每个接 收信号上的相应近端串扰和回波信号。在许多情况下，通信系统性能受到干扰的限制，以致干扰(例如，回波和串扰) 的存在限制了通信速率。干扰通常在处理接收信号期间产生数据错误，这限制了传输速 率。如果干扰留在信号中，则通常无法恢复或检测数据。因此，干扰可能是限制因素。还预期了在此描述的系统的传输速率可以为任何频率。如将理解的，较高频率 的处理和传输可产生额外的复杂性，这可由此处包含的教导解决。预期的是在此披露和 要求保护的原理可以与以任何频率工作的系统一起使用，所述频率从极低频率高到并包 括多千兆位处理或传输速率。图3示例性示出了本发明的一个实施例的一个实例实施例的框图。在此实例实施例中，以传输信号变换到其中可进行处理的变换域的系统代替现有技术的所不希望的 较长模拟或数字滤波器。结果，显著降低了减小回波和串扰的复杂性。术语变换域被定 义为表示不同于原始域的替代域。被配置为执行变换域 处理的系统的一个实例实施例是被配置为在频域中执行处 理的系统，其在图3中示出。预期的是具有此性质的大量系统可存在于多信道通信装置 中，以减小或消除跨信道耦合的回波和串扰。出于说明目的示出了第一收发器300。来 自数据源(未示出)的数据源线302连接到发送器304和自适应抵消器模块320。发送器 304包括一个或多个装置，所述装置被配置为在信道上将数据从数据源传送到远程位置处 的第二收发器。作为传输的一部分，预期的是回波和串扰的至少一部分将被耦合到对第一收发 器300的输入310上。出于说明目的，这在图3中表示为具有传递函数H (s)的输入耦合 效应314，其被结合到输入310上的接收信号中。因此，输入310上的信号包括远端信 号(FE信号)以及来自多信道通信系统中的信道306的归因于耦合H(S)的信号。如果 存在其他信道，则附加耦合信号也将存在于接收信号上。希望从接收的FE信号中除去由 于耦合H(S)造成的分量。在输入310上接收的信号连接到对信号执行标准处理的接收器 322。接收器322的输出馈入减法器338。自适应抵消器系统320被配置为第一收发器的一部分。在图3的实施例中，到 自适应抵消器系统320的线302连接到变换模块324。在一个实施例中，线302被配置为 接收来自数据源的传出信号。所述传出信号最终或同时被提供给发送器304以便在信道 306上传输。变换模块324包括硬件配置、软件配置或两者，其被配置为将信号处理成变 换域。下文更详细地说明了变换域和变换模块324。变换模块324的输出馈入自适应模 块326和缩放模块328。在一个实施例中，自适应模块326包括硬件配置、软件配置或 两者，其被配置为在此处所描述的功能中工作并执行所述功能。自适应模块326执行处 理，以基于对串扰耦合效应的传递函数的估计，动态地生成加权变量。缩放模块328包 括软件、硬件或两者的组合，其被配置为响应于加权变量而对变换信号执行缩放。在另 一实施例中，缩放模块328可以包括乘法器。缩放模块328的输出连接到逆向变换模块 334，逆向变换模块334的输出又连接到减法器338。逆向变换模块334包括软件、硬件 或两者的组合，其被配置为逆转变换运算。在一个实施例中，这包括将对于逆向变换模 块334的输入返回到与传出信号在变换模块进行的变换处理之前所在的域相同的域。在 一个实施例中，这包括逆向Fourier变换运算。减法器338从接收的信号减去自适应抵消器系统320的输出，以便由此分离出期 望的FE信号。减法器338的输出(其包括FE信号或总体上与FE信号类似的信号)被 提供为来自收发器300的一个输出350，并且出于调节目的而作为反馈信号提供给自适应 模块326。运行中，自适应抵消器系统320减小接收信号中的回波和串扰分量。收发器300 接收将要在信道306上发送的输出302上的信号。为了减小回波和串扰分量，将信号提 供给发送器304和自适应抵消器系统320。发送器304处理信号并将信号输出到信道306 上。在运行期间，接收器322接收输入310上的包括FE信号和通过H(S)耦合的信号的 复合信号。接收器322以本领域公知的方式处理这些输入。为了除去耦合的信号，自适应抵消器系统320配置有近似耦合函数H (s)的传递函数。从接收的信号减去自适应抵消 器系统320的输出(以下称为抵消信号)以便分离出FE信号。为了生成抵消信号，来自输出302的输入传输信号在变换模块324中经历变换运 算以产生变换后的信号。缩放模块基于自适应模块326生成的加权变量W修改变换域信 号。缩放模块328使用加权变量对变换域信号执行处理以生成抵消信号。换言之，加权 变量实现缩放模块328的传递函数，以使得缩放模块生成期望的抵消信号。在一个实施 例中，缩放模块328将变换域信号和加权变量相乘以生成一个或多个抵消信号。在一个实施例中，自适应模块326基于最小均方(LMS)算法和来自线350上的 信号的反馈，进行加权变量的计算。加权变量的操作改变了抵消信号，后者又改变了减 法器338的输出。结果，也改变了到自适应模块326的反馈，以使得自适应抵消器系统 320能够适应串扰和回波中的变化。预期可以使用除LMS以外的其他形式的调节，例如 但不限于随机梯度、受限LMS、递归最小平方(RLS)、快速Kalman、梯度格型以及最小 平方格型。此后，缩放模块328的输出经历逆向变换运算以将信号返回原始域。此恢复到 原始域的抵消信号被提供给减法器338，在减法器338处，从接收器输出中减去抵消信 号，由此从接收信号中除去串扰信号并分离出FE信号。图4示例性示出了图3的收发器中示出的自适应抵消系统320的一个示意性实施 例的框图。图4的各方面类似于图3并且因此使用相同的参考标号引用相同的元素。现 在更详细地描述自适应抵消器系统320的各方面。线302上的到抵消系统320的输入信 号连接到串行到并行转换器408，串行到并行转换器408又连接到叠加处理模块412。线 302上的信号可以包括要传送到远程站的信号，例如从图2的站B。串行到并行转换器408可以包括任何将线302上的串行输入转换为两个或多个并 行线的装置或系统。在一个实施例中，串行到并行转换器408包括解多路复用器。到并 行格式的转换在满足系统时间约束的同时有助于信号的处理(例如转换到变换域)。叠加处理模块412包括硬件、软件或两者的组合，其被配置为修改经历变换的 信号。在此所述的叠加处理减少了否则在没有此类叠加处理的情况下将由变换过程产生 的失真。叠加方法帮助从快速Fourier变换的循环卷积实现真实线性卷积。可以进行任 何形式的叠加处理。两种此类叠加方法包括叠加并保存(OAS，overlap-and-save)和叠加 并相加(OAA，overlap-and-add)。在一个实施例中，所述叠加是5/8叠加，尽管预期可 以进行50%叠加或任何其他类型的叠加处理。叠加处理模块412的输出馈入变换单元416，在一个实施例中，变换单元416包 括快速傅立叶变换(FFT)单元。本领域的技术人员将理解FFT的数学运算，并且因此在 此将不详细说明FFT单元。变换单元416的输出包括在变换域中的输入信号。借助适合 的叠加方法，这可以使用在计算上高效的快速傅立叶变换(FFT)在频域中实现。构想了 还可以使用其他方法将信号变换到替代域。这些方法包括但不限于Hadamard变换、余弦 变换、Walsh变换以及正弦变换。变换单元416的输出连接到 处理模块424和自适应块420。自适应块420计算 提供给处理模块424的一个或多个加权变量W。处理模块424可包括被配置为生成抵消 信号的硬件、软件或两者的任何配置。在一个实施例中，处理模块424包括处理器或数字信号处理器。在一个实施例中，处理模块424包括被配置为在变换域中执行乘法运算 的乘法器，所述乘法器生成可通过对时域中接收的输入进行卷积而达到的结果。处理模 块424使用加权变量缩放提供给处理模块424的输入。构想了将并行输入提供给处理模 块424;还可以将任何数量的加权变量提供给处理模块。在一个实施例中，处理在变换 域中发生，并且因此处理模块424产生可被视为与时域中的卷积等效的结果。在此实施 例中，频域中的乘法产生总体上与时域中的卷积等效的结果。在一个实施例中，加权变量可包括变量{WVQ，WV1, WV2, WV3, WV4,…， WVX}。来自变换单元416的输出可包括{TD。，TD1, TD2, TD3, TD4,…，TDJ,并且 来自乘法器的结果输出可包括{WVQ * TD0, WV1 * TD1, WV2 * TD2, WV3 * TD3, WV4 * TD4,…，WVX*TDX}。因此，可以看到在一个实施例中，在逐个分量的基础上 进行乘法。
此方法利用了时域中的循环卷积的变换特性(尽管在运算和理论上颇为不同)， 产生了在数学上等同于变换域中的乘法的结果。取决于时域滤波器中的抽头数，使用 FFT、IFFT和频率抽头(向量)乘法器相对时域抽头延迟线的复杂性减小可以多达数量级 (的程度)。较之未使用此运算方法的系统，这是一个显著的优点。此外，可以在数字 域中执行FFT和IFFT以提高效率。还构想了可以使用傅立叶光学来实现等效处理。存在多种可用于实现FFT和IFFT的技术，例如但不限于Cooley-Tukey、 Goertzel、Good-Thomas 以及 Winograd。在一个实例实施例中，启用 Cooley-Tukey 方法。此夕卜，构想了可进行时间抽取(decimation-in-time)或频率抽取 (decimation-in-frequency)。在一个实施例中，对于FFT发生频率抽取，而对于IFFT发生 时间抽取。在一个实例实施方式中，FFT/IFFT的参数化使用512点复杂FFT/IFFT处理 1024个真实采样。在此实施实例中，可以如在此所述的那样进行叠加和保存处理。通过 实例的方式，此类实施实例可在每个块中处理640个新的采样。基于现有技术的时域中 处理原理的等价处理结构将需要385个滤波器抽头。因此，实现了显著的优点。此外， 还构想了在此所述的方法和设备不仅可用于处理作为实信号出现的信号，而且还可处理 作为复杂信号出现的信号。例如，可以根据此处包含的教导在无线通信环境中进行复杂 信号的处理。乘法器424的输出馈入逆向快速傅立叶变换单元430，逆向快速傅立叶变换单元 430逆转傅立叶变换运算，由此将信号返回时域。作为在此所述的方法和装置的优点，快 速傅立叶变换和逆向快速傅立叶变换可用于减少计算复杂性并加速运算。逆向快速傅立 叶变换单元(ITU)430的输出连接到叠加处理模块434，叠加处理模块434以上述方式与 FFT模块412 —起工作。叠加处理模块434将时域信号提供给并行到串行转换器438。 在一个实施例中，并行到串行转换器438包括多路复用器。并行到串行转换器438的串行输出馈入减法器338，以便从接收器322的输出中 减去所述串行输出。自适应块加权变量W的处理结合频域(或任何变换域)中的乘法生 成能够抵消与FE信号结合的不希望的耦合的信号。减法器338的输出被提供给收发器或通信系统的后续处理系统。减法器338的 输出还被提供给串行到并行转换器440，串行到并行转换器440将输入转换为并行信号并 将该并行信号提供给叠加处理模块444。叠加处理模块444的输出在快速傅立叶变换单元448内经历傅立叶变换运算，以便将信号转换到频域。快速傅立叶变换单元448的输 出被作为反馈控制信号提供给自适应单元420。自适应单元420还接收来自变换单元416 的输出。特别重要的是变换单元448、416将输入信号转换到诸如频域之类的变换域，以 便时域中的循环卷积产生在数学上等于频域中的乘法的结果。除频域之外的域也可实现 类似的特性。因此，权利要求的范围不应限于傅立叶变换或导致变换到频域的变换。在一个实施例中，自适应单元420执行最小均方(LMS，least meansquared)自 适应以生成加权变量。LMS自适应可以是受约束的，也可以是不受约束的。在一个实 施例中，不受约束的处理是优选的，因为其消除了额外的FFT/IFFT块对并且可更有效地 执行。在另一实施例中，受约束的处理是优选的，因为其减少了滤波器自适应收敛所需 的时间。既可以使用受约束的处理，也可以使用不受约束的处理。通过自适应，可以达 到期望的加权变量以抵消所有或部分不希望的串扰和回波。因此，通过装置440、444、 448、420的信号路径用作伺服控制系统的反馈路径。在一个实施例中，加权变量数与变 换单元416输出的大小有关。图4中示出的实例实施例的运行与图3中示出的实施例的运行类似，因此不再重 复有关运行的详细说明。概括地说，通过对线302上的输入信号的处理，自适应抵消系 统320生成可用于抵消接收信号上的一个或多个串扰或回波的抵消信号。图5示例性示出了乘法器的并行线结构及其关联装置的框图。如图所示，乘法 器504(如图4中示出的乘法器424)接收来自FFT单元508的输入IQ-IN。变量N可包 括任何正整数值，并且因此在此说明的原理可应用于任何数量的并行线。乘法器504还 接收来自自适应模块512的加权变量Wtl-Wm乘法器504的输出OcrOi^f乘法的结果提 供给IFFT单元516。乘法器在频域中执行乘法，在此实例实施例中，所述域源自FFT运 算。在一个实施例中，此运算提供等于循环卷积的结果。构想了在逐个分量的基础上进 行加权变量的相乘并且每个加权变量可包括不同的值。因此，可以作为WtlXltl, W1Xl1, 进行相乘，一直到值N。此外，所述乘法器可以具有共享乘法器，以便单个乘法器可用 于多于一个的线，或可处理多达N个不同的乘数。作为在图3、4和5中披露的方法和装置的优点，通过在频域(例如从傅立叶变 换得到的变换域)中进行乘法而实现了减小复杂性。在现有技术的系统中，将需要多抽 头时域滤波器。但是，利用变换域中的处理，只需执行一个或多个乘法运算。就复杂性 而言，这可以实现10倍的优势。除了减小复杂性、空间要求以及计算需求以外，上述原理可应用于多信道配 置。此外，通过利用变换域的特性可实现额外的益处。图6示例性示出了多信道环境中 的合并式传送侧处理系统的一个实施例的框图。此实施例通过利用多信道环境而建立在 此复杂性减少上，以便实现复杂性和大小的显著减小。通常，传送信号被用作若干抵消 器内的基准，以最终生成其分布到的信道中每个信道的变换输出。变换输出通过加权变 量进行缩放以生成抵消信号，以便抵消在特定收发器处接收的回波或串扰。因此，信道 1的第一收发器将生成与信道1-4关联的每个接收器的变换输出。同样，多收发器通信 系统中的每个其他发送器将同样生成四个变换输出。这些原理可应用于具有任何数量的 信道的通信系统，并且可以看到，使用现有技术的抵消系统，实现复杂性将是不可承受的。在图4中示出的实施例的直接实现中，多信道系统将需要N个FFT单元，艮口， 对于N个信道中的每个信道的一个FFT单元。N可以包括任何正整数。在此类实施例 中，将同一信号提供给每个FFT的输入。但是，由于到每个FFT的输入是相同的，所以 每个FFT的输出都是相同的。因此，在本发明的一个实施例中，进行了合并以便仅利用 一个FFT单元并且其输出被散开到N个抵消系统。图6中示出了此类实施例。就复杂 性级别和大小减少而言，在具有4个发送器的实施例中，总的FFT单元数将从16减小到 4，大体上节省了 75%。除了得益于在频域中使用乘法(而不是时域中的卷积)，还存在 此大小和复杂性的显著减小。现在转到图6，到多收发器通信系统的第一收发器的输入302连接到发送器304 和串行到并行转换器604。串行到并行转换器604的输出连接到叠加处理模块608，叠加 处理模块608的输出又馈入FFT单元612。上文讨论了这些装置及其操作，因而不再对 它们进行讨论。可以使用连接器616A-616N将FFT单元612的输出散开到第一信道至第N信道 的抵消系统。通过合并处理装置及分发结果信号，减少了串行到并行转换器604、叠加处 理模块608以及FFT单元612的总体数量。其提供了将硬件减少到1/信道数。因此， 对于4信道系统，需要1/4数量的变换域处理系统，其中域变换处理系统被定义为串行到 并行转换器604、叠加处理模块608以及FFT单元612。在逆变换侧可以实现类似的优点。图7示例性示出了多信道环境中的合并式接 收器侧处理系统的一个实施例的框图。图7的实施例在其借助分布式输出实现了合并式 处理系统的优点上与图6类似。如图所示，输入704A-704N来自与其他信道关联的抵消 处理系统。因此，在多信道环境中，每个收发器内的每个接收器将包括此类硬件来抵消 不希望的回波和串扰。输入704A-704N连接到一个或多个加法器，如加法器708A、708B。相对于一 个2输入端加法器708A和一个3输入端加法器708B，备选实施例可被配置为使用三个2 输入端加法器。加法器708A、708B合并信号并将和提供给逆向变换单元720。逆向变 换单元720的输出馈入叠加处理模块724，叠加处理模块724又将信号输出到并行到串行 转换器728。串行信号被提供给减法器338以便从接收器322处理的复合信号中减去所述 串行信号。作为加法器708A、708B的结果，可以通过如图所示的单个路径合并装置720、 724、728的处理。没有合并的直接实现将需要用于每个信道的逆向变换单元720及其关 联硬件。如所示出的，由于变换域中的线性，多个减法器338可被移至逆向变换单元720 的输入端。这样，只需一个逆向变换单元720。在具有来自4个接收器的4个输入端的 实施例中，逆向变换单元720的总数被减少到1/4(从16到4)，再次实现了 75%的节省。组合图6和图7的实施例将产生图8的实施例。图8示例性示出了合并式抵消系 统的一个实例实施例的框图。其被示为具有发送器Txl-TxN并且具有接收器Rxl-RxM。 构想了 N和M的值可包括任何正整数，并且因此所述原理可扩展到任何数量的发送器和 接收器。在此实例中，使用NxM个频率权重来完成处理。现在转到图8，图8中示出的元素也在图6和7中示出并标记有相同的参考标号。类似地，仅字母标识符不同的参考标号用于区分类似但重复的装置。此外，仅讨论 图8的未在先前的附图中讨论过的部分或方面。如图所示，每个变换单元612的输出作 为输入连接到一个或多个乘法器W。在图8的实施例中，变换单元612A的输出被分发 到多个乘法器，即乘法器Wll、W21、W31、WMl。变换单元612A的输出可视为被散 开到乘法器块。每个乘法器块都包括多个乘法器W。在此实施例中，每个乘法器块包括 一个或多个乘法器W并且每个块都与信道关联。乘法器模块W执行来自变换单元612的输出与提供给乘法器W的一个或多个加 权变量的相乘。由于空间限制而未在图8中示出到乘法器W的加权变量输入，但是，其 应被理解为是从自适应块(元件420，图4)、切换器或其他装置接收的。每个乘法器W 的参考标号指示了该乘法器的连接。例如，乘法器W13是接收来自第三发送器的输入信 号并将乘法器输出提供给与第一接收器关联的合并式处理系统的乘法器。如图所示，乘法器W的输出连接到求和点(summing junction) 708A-708N。如在 此实施例中可看到的，每个求和点708接收来自多个乘法器W的输入。在每个求和点处 接收的输入的数量可以基于信道数。因此，求和点708A接收来自乘法器Wll、W12、 W13、WlN的输入。因此，到求和点708A(其对应于第一信道)的输入是来自其他信道 中的每个信道(包括第一信道)的耦合。求和点708A和此处理分支的其他元件720A、 724A、728A将合并以及滤波后的信号提供给减法器(元件338，图4)，以便从在第一信 道(图4的元件310)上接收的信号中除去这些耦合的信号。如可以看到的，转换器728A的输出是补偿在第一信道上接收的信号内的耦合的 抵消信号。这是真实的，因为求和点708A接收来自乘法器Wll、W12、W13、WlN的 处理后的抵消信号，乘法器Wll、W12、W13、WlN则已接收并处理来自与通信系统中 的其他信道关联的每个发送器的信号。如本领域的技术人员根据先前的说明将理解的，此处理模式同样在多信道耦合 抵消系统的其他分支上执行。与现有技术或非合并式系统相比，此处理系统的优点是实 现了复杂性减小和处理简化。例如，在4信道系统中，与非合并式系统相比，图8中示 出的合并式系统实现了减小量等于75%的减小。这是除了通过在变换域中处理所得到的 益处以外又获得的优点。图9示例性示出了具有分布式自适应处理的一个示意性实施例的框图。在图 9中，使用相同的参考标号引用在先前附图中描述的元素，并且不再对它们进行详细说 明。因此，图9的关注点是一个或多个加权变量从自适应处理分支到与一个或多个信道 关联的乘法器的调度分发。可以以任何方式将加权变量分发到各个信道。在一个实施例 中，以循环方式平均地进行调度。在另一实施例中，成块地进行循环调度。构想了还可 以针对每个信道实时进行自适应处理，而不是如图所示那样是共享的。参考图9，变换单元612A-612N例如通过使用傅立叶变换将来自其他信道的信 号处理到变换域中。每个变换单元612A-612N的输出都被提供给乘法器块704和数据切 换器908。构想了乘法器块704与每个信道关联，在此实施例中，与信道I-N关联。数 据切换器908选择性地将变换单元的输出输入到块自适应模块420。数据切换器控制线 920连接到数据切换器908以由此控制数据切换的运行。可以由硬件、软件或两者的组合 生成到切换器的控制信号。在一个实施例中，一个或多个硬件状态机生成用于控制在此
17所述的切换器的一个或多个控制信号。构想了微控制器可生成所述控制信号。本领域的 技术人员将理解例如通过使用到切换器908的控制信号来同步数据，因此在此不对其进 行详细说明。乘法器块704包括乘法器Wll、W12、W13、WIN。乘法器704的输出馈入如
针对信道1示出的乘法器704的后续处理元件，并且通过以上结合图8所述的方式处理该 输出。在4信道实施例中，自适应模块420可生成包含16个加权变量的集合，以便向每 个信道提供具有4个加权变量的子集，并且每个子集包括足够的加权变量以根据需要修 改来自变换单元612的输出。减法器338的输出被作为输入提供给误差切换器912。因为减法器338的输出的 一部分也是FE信号或总体类似FE信号的信号。误差切换器912将来自线930的误差输 入信号之一提供给串行到并行转换器440。在此实施例中，反馈信号被视为误差信号并用 于调节目的。控制线940连接到误差切换器912以控制将来自线930的哪个输入信号提 供给串行到并行转换器440。如上所述，通过元件444、448以及420进行处理。块自适应单元420生成提供给加权变量切换器916的加权变量，加权变量切换器 916又受控制输入端924上的控制信号的控制。加权变量切换器916的输出连接到每个信 道的处理装置。如针对信道1所示，切换器916将加权变量提供给乘法器块704中将接 收加权变量的乘法器。构想了加权切换器916与乘法器块704之间的每个线都包括大量 的并行线。因此，对于第一信道，加权变量被提供给乘法器Wll、W12、W13,直到乘 法器W1N，其中N是任何正整数。这些是乘法器W接收并处理以便生成抵消信号以除 去信道1上的耦合的加权变量。如上所述，这些乘法器在处理期间利用加权变量修改已 转换到变换域的传出信号，由此得到适当的抵消信号。尽管加权切换器916与每个乘法器块704A之间的连接被示为单个线，但是应理 解，每个连接可包括多导体并行线。在切换器916与乘法器块704A之间的连接的具体实 例中，包括针对每个乘法器W的多路径连接。同样，在图9和在此所述的其他附图中示 出的元件之间的大量连接线可包括一个或多个多路径并行导体。例如，至并行到串行转 换器728A的输入是并行数据路径，而并行到串行转换器的输出是串行数据路径。应理解的是，出于理解的目的，仅示出了与信道1关联的连接。构想了来自每 个变换单元612的连接的输出将散开到与其他信道关联的每个其他乘法器块704。同样， 如图所示，来自每个变换单元612的输出也将散开到数据切换器908以供块自适应模块 420使用。在运行中，块自适应模块420生成的加权变量被多个信道所共享。这具有减小 实施方式的复杂性、功耗和大小要求的效果。为了获得这些益处，变换单元612的输出 (按照经由误差信号切换器912的减法器338的输出的原样)被有选择地切换到块自适应 模块420。块自适应模块420对变换单元输出和误差信号执行处理以生成加权变量。加 权变量切换器916在适当的时间有选择地将加权变量切换到与适当信道关联的乘法器W 以响应控制线920、924和940上的控制信号。预期信道状况的变化速率足够低以便允许共享的自适应处理。因此，在第一时 段期间，计算第一信道的加权变量并将其提供给乘法器。第一信道乘法器使用这些加权 变量，直到与第一信道关联的加权变量的后续更新为止。在第二时段期间，计算由与第
18二信道关联的乘法器使用的加权变量并且使用这些加权变量，直到第二信道加权变量的 下一次更新。以此方式为每个信道继续此过程。构想了可以在顺序基础上或基于某些其他因素进行更新过程。例如，可以采用 随机模式。在另一实施例中，可以监视误差信号并且自适应处理可以在较大的百分比基 础上专用于具有较大误差信号或较高误差信号变化率的信道。这样，控制器、处理器或 其他装置可以基于一个或多个因素有选择地分配自适应资源。例如，如果一个信道的耦 合级别随时间变化，则与该信道关联的加权变量的更新频率可以高于与其他信道关联的 加权变量。先前的加权值和历史可存储在存储器或寄存器中。比较器、控制逻辑或处理 器可以执行比较。还构想了如果信道数大于单个自适应系统可以以及时的方式提供服务 的信道数，则所述抵消系统可包括多于一个的共享自适应系统。例如，八信道通信系统 可将第一自适应系统用于前四个信道并将第二自适应系统用于信道五至信道八。共享式自适应系统的一个优点是无需针对每个信道重复自适应系统的组件和处 理要求，结果实现了降低功耗和复杂性。图10示例性示出了具有可变延迟的自适应处理系统的一个实例实施例的框图。 图10总体上类似于图4和9的各方面，因此将重点讨论图10的与图4和9不同的方面。 除了图4和9的组件以外，图10的实施例包括被配置为接收误差切换器912的输出的延 迟器1240。如图所示，延迟器1240是可变的并被控制为可选地将任何级别的延迟引入 来自误差切换器912的误差信号，由此将数据切换器908的输出与变换单元448的输出同 步。可以实施任何级别或数量的延迟或滤波，并且延迟或滤波的量可以与引入在此示出 的其他实施例的延迟不同或相同。如在此所述的那样发生图10的系统执行的处理的其他 方面。图IlA和IlB示例性示出了本发明的一个实施例的实例运行方法的运行框图。 在此实例方法中，如图8构想的那样使用减少数量的处理路径以降低计算复杂性。此 外，变换运算允许使用不太复杂的处理方法。在步骤1304，抵消系统接收站A发送器处 的信道数据。构想了抵消系统是多信道通信系统的一部分并且可存在与每个信道关联的 发送器。可以从数据源接收数据以便在信道上传输到站B处的接收器。作为传输的一部 分，还可以将信道数据信号提供给抵消系统进行处理以生成抵消信号。将抵消信号提供 给站A处的接收器，以抵消从站A发送到站B的信道数据的传输产生的干扰以及耦合到 从站B发送到站A的信道数据(如远端信号)中的干扰。图11中使用的术语信道数据 指在信道上接收的或要在信道上发送的数据或信号。在步骤1308，抵消系统将信道数据从串行格式解复用为并行格式。在步骤 1312，抵消系统对信道数据执行叠加处理。进行叠加处理以允许变换域中的乘法执行时 域线性卷积。接着，在步骤1316，抵消系统执行变换运算以将数据转换到变换域以产生 变换数据。以上定义了术语变换域。一旦信道数据在变换域中，操作就前进到步骤1320 并且变换数据被输出到一个或多个乘法器。同样，在步骤1324，乘法器从自适应模块接 收加权乘数。加权乘数包括被选择为基于误差信号修改变换数据的数值。相应地，在步 骤1328，乘法器将变换数据与加权变量相乘以生成抵消数据。在一个实施例中，在逐数 据块的基础上进行乘法。在一个实施例中，构想了将加权变量与每个并行导体上的值相 乘。接着，在步骤1334，抵消系统将抵消数据提供给一个或多个求和点。
在一个实施例中，将乘法器关联成块并且每个乘法器块与馈入特定求和点的处 理路径关联，并在此后用于抵消特定信道上的传入信号。在此类实施例中，来自每个变 换单元的输出馈入每个乘法器块中的至少一个乘法器。在此实施例中，每个乘法器块中 的每个乘法器的输出馈入同一求和点。图8中示出了此实施例的硬件表示。接着，在步骤1338，抵消系统将呈现给每个求和点的抵消数据相加。此相加过 程将来自每个发送信道的抵消数据合并成抵消信号，该抵消信号适合抵消将存在于每个 传入信号(如来自站B的传入信号)的不希望的干扰。因此，在步骤1338，在每个求和 点产生复合抵消信号。此后，在步骤1342，运算执行逆向变换以逆转变换运算的效果并 将抵消数据返回时域。作为在此说明的方法和装置的一个优点，变换域的线性特性允许 对待相加的各个抵消信号求和以形成复合的合并后的抵消信号。作为这些特性的结果， 可以合并处理并实现复杂性减小。在步骤1346，进行叠加处理，并且在步骤1350，抵消系统将抵消数据转换成串 行格式。此后、与此同时地或在此之前，站A接收器接收来自站B发送器的传入信号。 该传入信号(先前已经过将站A连接到站B的信道之一)包括干扰耦合和远端信号。为 了除去不希望的干扰耦合，在步骤1358的操作将抵消数据与传入信号合并。在一个实施 例中，生成的抵消信号总体上与耦合到传入信号内的不希望的干扰相同，并且因此从传 入信号减去抵消信号。此后，在步骤1362，所述操作输出来自接收器或抵消系统的无干 扰的结果信号以用于其他基于接收器的处理。图12示例性示出了可由自适应系统执行的加权变量生成和分布式处理的实例方 法的运行流程图。这只是生成加权变量并选择性地将加权变量分发到加权系统的其他方 面的一种可行的方法。在步骤1404，此示意性运行方法接收误差切换器处的误差信号。 可以接收任意数量的误差信号，例如误差信号1至N，其中N是任何正整数。在一个实 施例中，向误差切换器提供来自每个信道的误差信号。在一个实施例中，构想了误差信 号包括从传入信号减去抵消信号之后的传入信号。在一个实施例中，误差信号包括基于 决策装置输出的信号或决策装置误差信号。接下来，在步骤1408，自适应系统选择性地将一个或多个选定误差信号切换到 可变延迟器。在一个实施例中，仅将一个误差信号提供给延迟器。在延迟器处，并且在 步骤1412，延迟器可以可选地将任意延迟量引入误差信号，以达到与抵消系统的其他方 面的期望级别的同步。可以使用任何类型的延迟器。还构想了可以在处理的任何阶段引 入延迟，或者代替自适应系统或除了自适应系统以外，延迟可被引入抵消系统。此后， 在步骤1416，串行到并行转换器将选定的误差信号转换为并行格式。在步骤1420，自适 应系统对选定的误差信号执行叠加处理并且在步骤1424，对误差信号执行变换运算以将 选定的误差信号转换到变换域。构想了抵消系统的变换单元和自适应系统的变换单元操 纵共享上述特性的域内的输入，以便可以维持兼容性。在其他实施例中，可以进行除了 乘法以外的简化处理。在变换运算之后，将数据提供给自适应模块。这在步骤1428发生。在步骤 1432，将包括变换域中的信道数据的变换数据提供给自适应模块。在一个实施例中，经 由以与误差切换器类似的方式工作的数据切换器，将变换数据提供给自适应模块。构想 了同步自适应系统的切换器，以便在公共时段期间，对诸如误差信号和与公共信道对应的信道数据之类的数据执行处理。因此，当自适应模块正在接收与信道1关联的误差信 号时，其也将接收与信道1关联的变换数据。在步骤1436，自适应模块处理变换后的误差信号和变换数据以生成加权变量。 所述处理生成的加权变量适合将变换数据修改成能够抵消耦合到传入信号上的干扰的抵 消数据。自适应模块可执行任何类型的处理来生成加权变量。在一个实施例中，执行最 小均方算法。在其他实施例中，进行最小平方型的自适应。在自适应处理后，自适应模块将一个或多个加权变量输出到加权变量切换器。 这在步骤1440发生。加权变量切换器选择性地将加权变量输出到抵消系统的乘法器。如 上所述，自适应系统可被视为被多信道通信系统的一个或多个信道所共享。构想了耦合 到信道上的干扰的变化率足够低以容许共享式自适应系统。在步骤1444，加权变量切换 器将一个或多个加权变量输出到乘法器。为了克服现有技术的缺陷，披露了一种用于频域抵消的方法和装置。图13示例 性示出了其上发生素因子算法傅立叶变换处理的示意性现有技术块结构。在此现有技术 结构中，将传入数据沿每个轴1512、1516、1520排列到每个单元1508中。作为现有技 术的一个缺陷，必须以特定顺序排列填充块结构1504的数据。将数据排序成期望顺序以 便处理的过程将等待时间引入了运算。在排列后，以现有技术的方式处理块结构1504中 的数据，尽管其实现了处理目标，但是由于块结构的性质，还将引入附加的等待时间。 “实调整”过程的使用向变换添加了更多的等待时间。如上所述，存在大量减少等待时间的解决方案，但是它们都存在其他缺陷。例 如，一个此类提出的解决方案是简单地减小块的大小。虽然提出的该项解决方案减少了 等待时间，但是由于必须针对一定数据量执行的加法和乘法数的增加，其不希望地增大 了功耗。为了克服现有技术的缺陷，在新颖的组合中使用Good-Thomas索引、Winograd 小变换及Cooley-Tukey方法的组合。Cooley-Tukey变换的实施方式可以是也可以不是混
合基数。尽管以下在新颖的二维(2-D)中进行了描述，但是在其他实施例中构想了此处 理安排可应用于不同维数的结构。在一个实施例中，可以将数据排列到图14中示出的结构中，图14示例性示出了 概念性二维数组。在图14中，所述结构1604包括水平行1608和垂直列1612。在此实 例实施例中，存在单元1616，每个单元1616都包含诸如值或定点采样值之类的数据项。 在此实例实施例中，在由^列形成的每行中存在^个水平单元。此外，总共存在Iw行， 以便从Iw个单元形成每个列。这在此二维数组中产生了 IwK^个单元。该数组可被视为 长度Iw并且其他维度为I示出的数组1604是为了有助于理解并为在此提出的处理运算 的讨论提供帮助，因此在此用于获得处理系统的输出。在其他实施例中，可以使用适合 通信系统的其他大小的数组。构想了所述二维数组可具有以下配置中的任何配置。仅出于示例目的提供了这 些组合并且所述组合并不限于这些。
权利要求
1.一种用于减少在多信道通信装置的收发器处接收的传入信号中的干扰的方法，包括以串行格式接收要在信道上传送的信号，所述传送的信号将被从所述收发器传送； 将所述信号转换成并行格式以产生代表所述信号的数据； 根据Good-Thomas排序对所述数据执行排序；对所述数据执行Winograd变换，然后执行Cooley-Tukey变换，以产生变换域数据；将所述变换域数据分发到一个或多个乘法器；将所述变换域数据乘以一个或多个加权变量，以产生加权后的变换域信号； 对所述加权后的变换域数据执行逆向Cooley-Tukey变换，然后对所述逆向 Cooley-Tukey变换的输出执行逆向Winograd变换，以产生抵消数据； 对所述抵消数据执行逆向排序； 将所述抵消数据转换成串行格式信号；以及将所述抵消信号与所述传入信号相合并，以减少所述传入信号中的干扰。
2.如权利要求1中所述的方法，其中所述信号包括两个或多个信号，并且每个信号与 所述多信道通信中的信道关联。
3.如权利要求1中所述的方法，其中对所述数据执行排序包括将所述数据排列成二维数组。
4.如权利要求3中所述的方法，其中所述二维数组是具有Iw个行和^个列的数组。
5.一种用于抵消一个或多个接收的信号中的干扰的方法，包括 接收两个或多个传出信号；使用变换运算将所述两个或多个传出信号转换到变换域，以产生两个或多个变换域 信号，其中所述变换运算包括对所述两个或多个传出信号的Winograd变换，然后对所 述Winograd变换的输出执行Cooley-Tukey变换，以产生所述两个或多个变换域信号；使用两个或多个加权变量处理所述两个或多个变换域信号，以在所述变换域中生成 两个或多个抵消信号；使用逆向变换运算将所述两个或多个变换域抵消信号转换出所述变换域，以获得两 个或多个抵消信号，其中所述逆向变换运算包括多次Cooley-Tukey变换和多次Winograd 变换；以及将所述两个或多个抵消信号与两个或多个接收信号相合并，以抵消所述一个或多个 接收的信号中的干扰。
6.如权利要求5中所述的方法，其中所述两个或多个传出信号被排列成二维数组。
7.如权利要求6中所述的方法，其中根据Good-Thomas索引在所述二维数组中排列 所述两个或多个传出信号。
8.如权利要求5中所述的方法，其中所述处理包括逐个元素的乘法运算。
9.如权利要求5中所述的方法，其中接收一个或多个传出信号包括接收四个传出 信号，并且将所述抵消信号与接收的信号相合并包括将四个抵消信号与接收的信号相合 并。
10.如权利要求9中所述的方法，还包括将所述信号转换成数据，并且处理信号包括 处理数据。
11.如权利要求5中所述的方法，还包括对所述一个或多个传出信号和所述一个或多 个抵消信号执行叠加处理。
12.—种用于减少多信道通信装置中的接收信号中的干扰的抵消系统，其中对于每个 信道，所述抵消系统包括输入端，其用于接收第一收发器处的传出信号，所述传出信号在第一域中； 一个或多个变换单元，其被配置为将所述传出信号处理成第二域信号并将所述第 二域信号提供给与每个信道关联的至少一个乘法器，其中所述变换单元包括至少一个 Winograd变换和至少一个Cooley-Tukey变换；一个或多个乘法器，其被配置为将所述第二域信号乘以一个或多个加权变量，以在 所述第二域中产生两个或多个抵消信号；一个或多个逆向变换单元，其被配置为对所述第二域中的所述两个或多个抵消信 号执行逆向变换，以在所述第二域中产生抵消信号，其中所述变换单元包括至少一个 Cooley-Tukey变换和至少一个Winograd变换；以及减法器，其被配置为从接收的信号减去所述第二域中的所述抵消信号。
13.如权利要求12中所述的系统，其中所述一个或多个变换单元在硬件中实现。
14.如权利要求12中所述的系统，还包括一个或多个求和点，其被配置为将来自所述 一个或多个乘法器的所述第二域中的所述两个或多个抵消信号相加，以在所述第二域中 生成合并后的抵消信号，并将所述第二域中的所述合并后的抵消信号输出到所述一个或 多个逆向变换单元。
15.如权利要求12中所述的系统，还包括缓冲器系统，其被配置为接收所述传出数据 并将所述传出数据排序成二维数组。
16.如权利要求15中所述的系统，其中所述缓冲器系统根据Good-Thomas索引排序 所述数据。
17.如权利要求12中所述的系统，其中所述多信道通信装置包括四信道通信装置，并 且每个抵消系统生成补偿来自所述四个信道中的每个信道的干扰的抵消信号。
18.如权利要求12中所述的系统，还包括自适应系统，其被配置为自适应地生成加权 变量，并且所述自适应系统包括一个或多个变换单元，其被配置为将误差信号转换到 所述第二域；以及自适应模块，其被配置为处理所述第二域中的所述误差信号以生成所 述加权变量。
19.一种在多信道收发器中使用以抵消不希望的耦合的抵消系统，包括四个输入端，其中每个输入端都将数据提供给所述抵消系统，所述数据在时域中； 一个或多个缓冲器，其被配置为存储数据；至少一个Winograd变换单元，其被配置为从所述一个或多个缓冲器接收数据，其中 每个Winograd变换单元被配置为执行Winograd变换以将所述数据转换成处理后的数据； 至少一个Cooley-Tukey变换，其被配置为接收所述处理后的数据并执行变换以产生 变换域数据；一个或多个乘法器，其中每个乘法器都被配置为接收所述变换域数据并将所述变换 域数据乘以加权变量，以在所述变换域中产生抵消数据；一个或多个装置，其被配置为合并所述变换域中的所述抵消数据以在所述变换域中产生合并后的抵消数据；至少一个Cooley-Tukey变换单元，其被配置为接收所述合并后的抵消数据并执行变 换以产生已处理的合并后的抵消数据；至少一个Winograd变换单元，其被配置为接收所述已处理的合并后的抵消数据，其 中每个Winograd变换单元被配置为执行Winograd变换以转换所述已处理的合并后的抵消 数据，以便在所述时域中产生抵消数据。
20.如权利要求19中所述的系统，其中一个或多个所述Cooley-Tukey变换单元以及 一个或多个所述Winograd变换单元执行叠加处理和变换处理。
21.如权利要求19中所述的系统，还包括两个或多个被配置为合并所述变换域中的所 述抵消信号的装置。
22.如权利要求19中所述的系统，其中所述一个或多个缓冲器将所述数据存储在二维数组中。
23.如权利要求22中所述的系统，其中根据Good-Thomas索引排序所述一个或多个 缓冲器中的数据。
24.如权利要求19中所述的系统，其中所述一个或多个乘法器中的至少一个乘法器被 配置为在时钟周期之间共享。
25.如权利要求19中所述的系统，其中由自适应系统生成所述加权变量，并且在两个 或多个信道之间共享所述自适应系统。
26.—种用于生成抵消系统中的抵消信号的方法，其中所述方法在多信道通信系统的 一个或多个信道中进行，包括在抵消系统处接收数据，其中所述数据代表所述多信道通信系统中的两个或多个信 道上的两个或多个传出信号；使用Winograd变换和Cooley-Tukey变换处理所述数据，以将所述一个或多个信号中 的每个信号转换到变换域中；将所述变换域中的所述一个或多个信号分发到与所述一个或多个信道关联的一个或 多个乘法器；将所述变换域中的所述一个或多个信号乘以一个或多个加权变量，以产生一个或多 个乘法器输出；合并所述一个或多个乘法器输出以产生合并后的变换域抵消信号，其中所述变换域 抵消信号与信道关联；以及处理所述变换域抵消信号以从所述变换域去除所述抵消信号。
27.如权利要求26中所述的方法，其中所述抵消信号被配置为抵消所述信号中的干扰。
28.如权利要求26中所述的方法，还包括在处理所述数据之前使用Good-Thomas索 引或等价索引对所述数据排序。
29.如权利要求28中所述的方法，其中对所述数据排序包括将所述数据排序到二维数 组中，所述二维数组具有长度Iw并且另一维度为I并且所述数组的元素互质。
30.如权利要求26中所述的方法，其中所述变换域包括频域。
31.如权利要求1中所述的方法，其中所述数据包括实数据。
32.如权利要求1中所述的方法，其中对所述数据执行Winograd变换并且然后执行 Cooley-Tukey变换以产生变换域数据将得到减小等待时间和功耗的冗余数据。
全文摘要
披露了一种抵消系统，其用于在变换域中处理传入和传出信号以产生抵消信号，以便减小或去除不希望的干扰。根据Good-Thomas索引将数据排序到缓冲器内的二维数组中。所述二维数组可以具有lr个行和lw个列。在缓冲器中，数据列经历Winograd小变换。数据行经历Cooley-Tukey运算以完成到频域中的变换运算。乘法器缩放变换后的数据以生成频域中的抵消信号。逆向(Cooley-Tukey)和Winograd变换对所述抵消信号执行逆向处理以将所述抵消信号或数据返回时域。重新排序所述数据和将所述抵消信号或数据与传入或传出信号合并将实现干扰抵消。
文档编号H04B3/20GK102017434SQ200980115218
公开日2011年4月13日 申请日期2009年2月18日 优先权日2008年2月29日
发明者C·帕格纳内利, G·A·齐默曼, G·D·帕尔纳比, W·W·琼斯 申请人:索拉尔弗拉雷通讯公司