专利名称：接收装置及传播路径估计方法
技术领域：
本发明涉及在例如采用OOK(On OffKeying，开关键控)调制方式的系统中，使 用通过包络线检波等获得的接收信号的振幅信息进行传播路径估计的接收装置和传播路 径估计方法。
背景技术：
在无线通信中，从发送天线发送的信号经过多个路径到达接收天线。此时，由 于经过的路径长度不同而导致各个信号在强度和相位互不相同的状态下合成，因此接收 器的解调性能变差。因此，为了在接收器中准确地解调信号，传播路径估计是一项重要 的技术。一般而言，以如下方式进行传播路径估计。首先，从发送端对接收端发送传播 路径估计系列(CES Channel Estimation Sequence)。在接收端预先准备有与从发送端发
送的传播路径估计系列相同的已知信号系列，取得该已知信号系列与从接收信号中通过 检波检测出的系列之间的相关。传播路径估计中，作为检波方式，一般使用同步检波。其次，从获得的相关结 果中检测出现了陡峭的峰值的位置作为直达波或者延迟波的到达时刻，估计信号的传输 延迟量。因此，在传播路径估计中使用具有优异的自相关特性的信号系列作为传播路径 估计系列。而且，根据估计出的传输延迟量求因码间干扰造成的振幅变动的大小，并估 计振幅系数。作为提高传播路径估计的精度的方法，例如有专利文献1中公开的方法。在专 利文献1中公开的方法中，接收端接收从通信对象发送的已知信号系列，通过对已知信 号系列与接收信号系列之间的复相关处理而求功率延迟分布。然后，根据延迟分布检测 出直达波分量的到达时间和大小，生成与直达波相对应的相关值的复本。接下来，从该 延迟分布(相关结果)中减去所生成的复本，从而提高延迟波的到达时间的估计精度。另 外，专利文献1中公开的方法的前提是作为检波方式使用同步检波。先行技术文献专利文献专利文献1 日本专利申请特表2006-524971号公报
发明内容
发明所要解决的问题然而，根据通信方式的不同，检波方式并不一定使用同步检波，因此，即便使 用专利文献1中公开的方法也未必能够提高传播路径估计的精度。例如，在利用宽带传 输脉冲状的信号的UWB (Ultra Wide Band,超宽带)中，有时采用根据脉冲的有无而传输 数据的OOK(On OffKeying)调制方式。这里，在OOK调制方式中，使脉冲的“有”和
“无”对应于数据“1”和“O”，且仅在振幅分量中包含信息，因此检波方式大多采用包络线检波。同步检波是从接收信号序列中提取振幅信息和相位信息，而包络线检波是从接 收信号序列中仅提取振幅信息。因此，当传播路径中存在延迟波时，通过包络线检波获 得的检波信号序列与已知信号序列之间的相关结果、和通过同步检波获得的检波信号序 列与已知信号序列之间的相关结果不同。其结果，如果将通过包络线检波的相关结果直 接用于传播路径估计，因相关结果中不包含相位信息，有时无法获得适当的传播路径估 计结果。这里，举例说明对OOK调制信号的进行包络线检波的相关结果与进行同步检 波的相关结果的差异。以下，以使用长度为128比特的CES(由数据“1”和“O”构 成)的情况为例进行说明。当CES的长度为128比特时，获得255(= 128X2-1)样本 (sample)的相关结果。图1表示在传播路径中不存在延迟波的情况下，通过包络线检波获得的检波信 号序列与原来的CES之间的相关结果。如从图1可知，当不存在延迟波时，仅在样本中 央的第128样本存在陡峭的峰值。该陡峭的峰值表示存在直达波，并成为延迟波的传输 延迟量的基准时间。图2表示在传播路径中不存在延迟波的情况下，通过同步检波获得的检波信号 序列与原来的CES之间的相关结果。如从图2可知，在传播路径中不存在延迟波的情况 下，进行同步检波时也与图1同样仅在样本中央的第128样本存在峰值。这样，当传播路径中不存在延迟波时，通过包络线检波的相关结果与通过同步 检波的相关结果一致。因此，在传播路径中不存在延迟波时，使用包络线检波的情况下 的传播路径估计结果与使用同步检波的情况下的传播路径估计结果相同。另一方面，在 传播路径中存在延迟波时，使用包络线检波的情况下的相关结果与使用同步检波的情况 下的相关结果不同。作为一例，传播路径的CIR(Channel Impulse Response，传播路径的 信道脉冲响应)h(t)为如下式(1)所示。h(t)= a! δ (t-di) exp (j Φ J +a2 δ (t_d2) exp (j Φ 2)…(1)在式(1)中，第1项表示直达波，第2项表示延迟波，δ⑴表示狄拉克的δ函 数，an表示振幅衰减量，dn表示传播延迟量，φη表示相位旋转量。作为一例，当设为ai =1、a2 = 0.3、Ci1 = O、d2 = T(其中，T 为码元长度)、(^1 = O、Φ2 = π，则 CIR成 为 h(t) = δ (t) -0.3 δ (t-T)。作为一例，在图3中表示通过同步检波的相关结果。图4中放大地表示了图3 中的第120到第140的样本。如从图4可知，同步检波中，在第128样本检测到绝对值 最大的峰值，在第129样本检测到绝对值第二大的峰值。因此，第128样本的峰值表示 检测到直达波，而第129样本的峰值表示在相对于直达波延迟了 1个码元的位置检测到延 迟波。进而，可知检测到延迟波的振幅为负值，延迟波对直达波产生反相的干扰。在使 用同步检波的情况下，可准确地检测出延迟波的到达时间和延迟波的相位。另一方面，图5中表示通过包络线检波的相关结果。图6是放大了图5中第120 到第140的样本的图。如从图6可知，在第128和第135样本中出现峰值。因此，本来 必须在第129样本中检测出延迟波，但却在第135样本中检测出延迟波。这样，在使用包络线检波的情况下，有时延迟波的到达时间被错误检测。此外，延迟波产生反相的干扰。因此，延迟波的振幅本来应当被检测为负值， 但却如图5所示，通过包络线检波的相关结果中，延迟波的振幅被检测为正值，直达波 与延迟波的相位关系也被错误检测。因此，在传播路径中存在延迟波的情况下，如果将通过包络线检波的相关结果 直接用于传播路径估计，则有时难以进行适当的传播路径估计。本发明的目的在于，提供使用接收信号的振幅信息进行适当的传播路径估计的 接收装置及传播路径估计方法。解决问题的方案本发明的接收装置采用的结构包括检波单元，对OOK调制信号序列进行包络 线检波而获取检波信号序列，所述OOK调制信号序列是对由数据“O”和“1”构成的 已知的传播路径估计序列进行OOK调制所得的信号序列；提取单元，从所述检波信号序 列中仅提取与数据“1”对应的检波信号而获取提取信号序列；相关单元，进行所述提 取信号序列与所述传播路径估计序列之间的相关运算；以及估计单元，根据所述相关运 算的结果估计传播路径特性。本发明的传播路径估计方法中，对OOK调制信号序列进行包络线检波而获取检 波信号序列，所述OOK调制信号序列是对由数据“O”和“1”构成的已知的传播路径 估计序列进行OOK调制所得的信号序列；从所述检波信号序列中仅提取与数据“1”对 应的检波信号而获取提取信号序列；进行所述提取信号序列与所述传播路径估计序列之 间的相关运算；以及根据所述相关运算的结果估计传播路径特性。发明的效果根据本发明的接收装置及传播路径估计方法，能够使用接收信号的振幅信息， 进行适当的传播路径估计。因此，例如在如OOK调制信号那样仅在接收信号的振幅信息 中包含数据的信息的情况下，借用接收信号的解调中所使用的仅提取接收信号的振幅信 息的包络线检波等检波方式，从而在能够避免电路规模变大且复杂的同时能够进行适当 的传播路径估计。
图1是表示一例使用了包络线检波时的相关结果的图。图2是表示一例使用了同步检波时的相关结果的图。图3是表示一例在存在延迟波的环境下进行同步检波时的相关结果的图。图4是图3的放大图。图5是表示一例在存在延迟波的环境下进行包络线检波时的相关结果的图。图6是图5的放大图。图7是表示本发明的实施方式1的接收装置的主要部分的结构的方框图。图8是表示发送数据的一例“0110001010”的图。图9是表示在对图8的发送数据进行了 OOK调制的情况下获得的调制信号的 图。图10是表示一例存在延迟波时的接收信号的图。
图11是表示在对图9的OOK调制信号进行了包络线检波的情况下获得的检波信 号的图。图12是表示在对图9的OOK调制信号进行了同步检波的情况下获得的检波信号 的图。图13是表示在对图10的接收信号进行了包络线检波的情况下获得的检波信号的 图。图14是表示在对图10的接收信号进行了同步检波的情况下获得的检波信号的 图。图15是表示对图11的检波信号进行采样(sampling)获得的样本值的图。图16是表示对图12的检波信号进行采样获得的样本值的图。图17是表示对图13的检波信号进行采样获得的样本值的图。图18是表示对图14的检波信号进行采样获得的样本值的图。图19是表示实施方式1的传输路径估计单元的主要部分的结构的方框图。图20是表示从图17的样本值中提取数据“1”的部分的结果的图。图21是表示仅使用了传播路径估计序列中的数据“1”的部分时的相关结果的 图。图22是图21的放大图。图23是表示自相关结果成为脉冲的CES的自相关结果的图。图24是图23的放大图。图25是表示对自相关结果成为脉冲的CES以2倍的速率进行了采样时的自相关 结果的图。图26是图25的放大图。图27是表示一例在存在延迟波的环境下对CES以2倍的速率进行了采样时的相 关结果的图。图28是表示本发明的实施方式2的传输路径估计单元的主要部分的结构的方框 图。图29是用于说明实施方式2的相关运算单元的动作的流程图。图30是表示对图27所示的自相关结果实施了旁瓣去除处理(sideloberemoving processing)的结果的图。图31是表示本发明的实施方式3的传输路径估计单元的主要部分的结构的方框 图。图32是表示实施方式3的CES的一例的图。图33是表示在存在延迟波的环境下的图32的CES的接收信号的图。图34是表示在对图33的接收信号进行了包络线检波的情况下获得的检波信号的 图。图35是表示对图34的检波信号进行采样获得的样本值的图。标号的说明100接收装置101 天线
102检波单元103采样单元104、204传播路径估计单元105均衡单元106 二值化单元1041、2041CES 检测单元1042 “1” 检测单元1043、1043a相关运算单元1044、2042传输延迟估计单元1045、2043振幅系数估计单元
具体实施例方式以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。(实施方式1)图7中表示本发明的实施方式1的接收装置的主要部分的结构。图7所示的接 收装置100包括天线101、检波单元102、采样单元103、传播路径估计单元104、均衡单 元105以及二值化单元106。天线101接收从通信对象(未图示)发送的OOK(On OffKeying,开关键控)调 制信号序列，并将接收信号序列输出到检波单元102。另外，在本实施方式中，从通信对 象发送OOK调制信号序列，该OOK调制信号序列是对由数据“0”和“1”构成的已 知的传播路径估计序列(CES : ChannelEstimationSequence)进行OOK调制所得的信号序列。图9表示例如在如图8所示从通信对象发送传播路径估计序列(CES)即数据 “0110001010”时，与该传播路径估计序列(CES)对应的OOK调制信号的波形。如果
传播路径中不存在延迟波，则天线101接收图9所示的OOK调制信号序列。另外，在传播路径中存在延迟波的情况下，天线101所接收的OOK调制信号 序列的波形发生变动。以下，作为一例，考虑由式(2)表示传播路径的信道脉冲响应 (CIR Channel Impulse Response) Mt)的情况。h (t)= ai δ (t-di) exp (j Φ》+a2 δ (t_d2) exp (j Φ 2)…(2)在式(2)中，第1项表示直达波，第2项表示延迟波。另外，δ (t)表示狄拉克 的S函数。而且，an、dn、φη (η = U 2、...)分别表示振幅衰减量、传输延迟量、相位
旋转量。在式(2)中，作为一例，当设为ai = 1、a2 = 0.3、Ci1 = 0、d2 = T(T为码元长 度)、C^1 = ο、φ2= π时，信道脉冲响应成为hω = δ ω-ο.3δ (t-τ)。图 ο表示当 在这样的环境下，发送图9所示的OOK调制信号序列时，到达天线101的接收信号序列 的波形。因为延迟波的传输延迟量d2为d2 = Τ、直达波与延迟波的相位差为 广小工= JI，所以延迟了 1码元长度T的延迟波对直达波产生反相的干扰。因此，当紧接着数据“1”之后的数据为“1”时，振幅因延迟波的干扰而衰减0.3。另一方面，当紧接着数 据“1”之后的数据为“0”时，振幅因延迟波的干扰而增加0.3。检波单元102对天线101接收到的接收信号序列实施包络线检波，并将获得的检 波信号序列输出到采样单元103。例如，如果对图9所示的OOK调制信号序列实施包络线检波，则获得如图11所 示的检波信号序列。另外，图12中表示通过同步检波的检波信号序列。如从图11与图 12的比较可知，在传播路径中不存在延迟波的情况下，通过包络线检波获得的检波信号 序列与通过同步检波获得的检波信号序列为大致相等的波形。另外，在传播路径中存在延迟波的情况下，通过包络线检波获得的检波信号序 列与通过同步检波获得的检波信号序列为不同的波形。如果对图10所示的OOK调制信 号序列实施包络线检波，则获得图13所示的检波信号序列。另外，图14中表示对图10 所示的OOK调制信号序列进行了同步检波时的检波信号序列的波形。如从图13与图14 的比较可知，关于受到了延迟波干扰的数据“1”的部分，两者的振幅均减少0.3。另一 方面，关于受到了延迟波干扰的数据“O”的部分，两者的结果不同，即包络线检波的检 波信号的振幅取正值，而同步检波的检波信号序列的振幅取负值。如上所述，包络线检波中，仅提取接收信号序列的振幅信息。因此，如从图13 与图11的比较可知，受到延迟波干扰的数据“O”的部分(参照时间4)的振幅增加了 0.3。另一方面，同步检波中，不仅提取振幅信息，还提取相位信息。因此，如从图14与 图12的比较可知，受到延迟波干扰的数据“O”的部分的振幅减小了 0.3 (参照时间4)。这样，包络线检波时，不论延迟波的相位旋转量如何，即不论延迟波的相位相 对于直达波是同相还是反相，与数据“O”对应的检波信号的振幅总是增加。因此，如 果将通过包络线检波的检波信号序列直接用于传播路径估计，则不一定得到适当的传播 路径估计结果。更具体而言，如果将通过包络线检波的检波信号序列中与数据“O”对 应的检波信号用于传播路径估计，则有时难以进行适当的传播路径估计。因此，本实施方式中，在后述的传播路径估计单元104中，在接收到的CES(传 播路径估计序列)中仅使用原来的数据为“1”的部分的相关结果，进行传播路径估计。 如上所述，与使用通过同步检波的检波信号的情况相同地，在使用通过包络线检波的检 波信号的情况下，与数据“1”对应的检波信号的振幅也根据延迟波的相位旋转量而准确 地增减。另一方面，在使用包络线检波的检波信号的情况下，与数据“O”对应的检波 信号的振幅不论延迟波的相位旋转量如何总是增加。因此，在接收到的CES (传播路径估 计序列)中仅使用与原来的数据“1”对应的部分的相关结果，进行传播路径估计。由 此，在包络线检波的检波信号序列中，仅使用准确反映了延迟波的相位旋转量的部分进 行传播路径估计。将在后面叙述传播路径估计单元104的传播路径估计方法。采样单元103对从检波单元102输出的检波信号序列以规定的定时进行采样，并 将获得的样本值输出到传播路径估计单元104和均衡单元105。例如，作为传播路径中不存在延迟波的情况的例子，如果对图11所示的包络线 检波后的检波信号序列以1/τ(其中，T为码元长度)的采样速率进行采样，则获得如图 15所示的样本值。另外，图16中表示图12的同步检波后的检波信号序列的样本值。如 从图15与图16的比较可知，在传播路径中不存在延迟波的情况下，经包络线检波的检波信号序列的样本值与经同步检波的检波信号序列的样本值取大致相等的值。另一方面，在传播路径中存在延迟波的情况下，样本值因检波方式而不同。图 17中表示图13的包络线检波后的检波信号序列的样本值。另外，图18中表示图14的同 步检波后的检波信号序列的样本值。如从图17与图18的比较可知，在传播路径中存在 延迟波的情况下，经包络线检波的检波信号序列的样本值与经同步检波的检波信号序列 的样本值取不同的值。传播路径估计单元104使用从采样单元103输出的样本值进行传播路径估计。这 里，所谓的传播路径估计是指对传播路径的信道脉冲响应(CIR)的传输延迟量、振幅系 数进行估计。另外，将在后面详述本实施方式的传播路径估计单元104的传播路径估计 方法。传播路径估计单元104将估计出的传输延迟量和振幅系数输出到均衡单元105。均衡单元105对从采样单元103输出的样本值进行均衡。具体而言，均衡单元 105使用传播路径估计单元104估计出的传输延迟量、振幅系数、以及二值化单元106中 所解调的以前的解调结果，对样本值的振幅进行校正。另外，将在后面详述均衡单元105 的振幅校正方法。均衡单元105将经振幅校正后的样本值输出到二值化单元106。二值化单元106将从均衡单元105输出的振幅校正后的样本值与规定阈值Th进 行比较并进行二值化，从而对接收数据进行解调。二值化单元106将解调结果反馈到均 衡单元105。接下来，记述传播路径估计单元104的内部结构和传播路径估计方法。传播路 径估计单元104在接收到的CES (传播路径估计序列)中仅使用与原来的数据“1”对应 的部分的相关结果，进行传播路径估计。图19中表示传播路径估计单元104的主要部分的结构。图19所示的传播路径 估计单元104包括CES检测单元1041、“1”检测单元1042、相关运算单元1043、传输 延迟估计单元1044以及振幅系数估计单元1045。CES检测单元1041对接收信号中的CES区间进行检测。作为CES的检测方法并 没有特别限定，可使用各种方法。例如，可使用如下检测方法在CES检测单元1041具 有匹配滤波器，且匹配滤波器的输出超出了规定值的情况下，判定为检测到CES。CES 检测单元1041将检测出的CES输出到“1”检测单元1042和振幅系数估计单元1045。“1”检测单元1042从CES检测单元1041检测出的CES中仅提取原来的数据 为“1”的部分，并将原来的数据为“0”的部分的样本值替换为0，构成新的CES作为 提取信号序列。另外，“1”检测单元1042可通过进行式(3)的运算而实现该处理。CE1(Ii) = CEr (η) X CE (η) (η = 1, 2，...)...(3)在式(3)中，CE(n)表示原来的CES，CEr(η)表示CES检测单元1041检测出 的CES。而且，运算“X”表示CES的各要素的乘法运算，CE1Cn)表示新构成的作为 提取信号序列的CES。另外，因CES使用在发送装置与接收装置之间共享的信号序列， 因而可在接收端预先准备有与所发送的CES相同的CES。图20中表示对图17的信号序列进行式(3)的处理所得的信号序列(新构成的 CES)。如从图20可知，数据“0”的部分的振幅全部被替换为0。 “1”检测单元1042 将新构成的CES(CE1Cn))输出到相关运算单元1043。相关运算单元1043进行CE1Cn)与CE(n)之间的相关运算。图21中表示一例相关运算结果。图22是放大了图21中的第120到第140的样本的图。如从图22与图6 的比较可知，图22中，第135样本的峰值消失，取而代之，在第129样本中出现峰值。 进而，图22中振幅系数被检测为负值。也就是说，“1”检测单元1042将原来的数据为“0”的部分的样本值替换为 0，从而消除未准确反映相位旋转量的数据“0”的部分的延迟波的影响。另一方面，数 据“1”的部分的样本值准确地反映相位旋转量，所以“1”检测单元1042从CES中仅 提取原来的数据为“1”的部分。由此，相关运算单元1043能够使用包含与相位旋转量 有关的信息的检波信号序列来获取相关运算结果。因此，在检波单元102实施包络线检 波的情况下，相关运算结果中准确地包含延迟波的传输延迟量和相位旋转量。相关运算单元1043将获得的相关结果输出到传输延迟估计单元1044。传输延迟估计单元1044从相关结果中检测相关值的绝对值超过了规定值Y的部 位作为信号到达时间UnCn= 1、2、…)。接下来，传输延迟估计单元1044根据检测出的 到达时间Un计算传输延迟量dn。传输延迟量dn是直达波的到达时间与延迟波的到达时间 的相对时间差，传输延迟估计单元1044通过式(4)获得传输延迟量dn。dn = Un-U1 (η = 1, 2，...)...(4)例如，图21中，当设Y = 5时，则 =128被检测为直达波的到达时间、U2 =129被检测为延迟波的到达时间。因此，传输延迟估计单元1044获得Ci1 = U1-U1 = 128-128 = 0作为直达波的传输延迟量屯。此外，传输延迟估计单元1044获得d2 = U2-U1 =129-128 = 1作为延迟波的传输延迟量d2。这样，检测到延迟波相对于直达波延迟1 码元长度。传输延迟估计单元1044将传输延迟量dn输出到振幅系数估计单元1045和均衡 单元105。振幅系数估计单元1045使用从CES检测单元1041输出的CES(式⑶中的 CEr (η)),传输延迟估计单元1044估计出的传输延迟量dn来估计信道脉冲响应(CIR)的 振幅系数An，并将估计出的振幅系数八 输出到均衡单元105。在此，振幅系数An是以如下方式进行定义。另外，在式(2)中虽然包含振幅衰 减量an和相位旋转量Φ η，但振幅系数估计单元1045汇总这些值而检测An = anexp (j Φ η) 作为振幅系数。也就是说，式(2)如式(5)所示。h (t) = A1 δ (t-di) +A2 δ (t_d2)... (5)当将无延迟波干扰的状态下接收到数据“1”时的振幅设为C，将无延迟波干扰 的状态下接收到数据“0”时的振幅设为Z时，可以通过以下运算处理[1] [4]估计振 幅系数An。另外，由于CES是已知信号序列且已获得传输延迟量，得知在CES区间内 的不受延迟波干扰的数据“1”和不受延迟波干扰的数据“0”。振幅C根据不受延迟 波干扰的数据“1”的振幅值而被设置，而振幅Z根据不受延迟波干扰的数据“0”的振 幅值而被设置。[1]在当前的接收数据为“0”、Ci2-Ci1码元前的数据为“1”时如果将当前的接收数据的样本值设为S1,通过计算式(6)，估计延迟波对数据 “0”造成的振幅变动D115D1 = S1-Z ...(6)
[2]在当前的接收数据为“1”、Ci2-Ci1码元前的数据为“1”时如果将当前的接收数据的样本值设为S2,通过计算式(7)，估计延迟波对数据 “1”造成的振幅变动D2。D2 = S2-C ...(7)[3]直达波的振幅系数A1与C相等(式(8))。A1 = C ...(8)[4]如式(9)所示，延迟波的振幅系数A2因当前的接收数据而不同。
权利要求
1.接收装置，包括检波单元，对开关键控调制信号序列进行包络线检波而获取检波信号序列，所述开 关键控调制信号序列是对由数据“0”和“1”构成的已知的传播路径估计序列进行开关 键控调制所得的信号序列；提取单元，从所述检波信号序列中仅提取与数据“1”对应的检波信号而获取提取信 号序列；相关单元，进行所述提取信号序列与所述传播路径估计序列之间的相关运算；以及估计单元，根据所述相关运算的结果估计传播路径特性。
2.根据权利要求1所述的接收装置，所述提取单元通过将所述检波信号序列中与数据“0”对应的检波信号替换为0而获 取所述提取信号序列。
3.根据权利要求1所述的接收装置，还包括二值化单元，使所述检波信号序列二值化而获得解调结果；以及均衡单元，使用所述传播路径估计序列、所述检波信号序列及以前的解调结果，进 行均衡处理。
4.根据权利要求1所述的接收装置，所述估计单元根据所述相关运算的结果计算延迟波相对于直达波的延迟时间。
5.根据权利要求4所述的接收装置，所述估计单元使用所述延迟时间、所述传播路径估计序列以及所述检波信号序列， 估计传播路径的振幅系数。
6.根据权利要求3所述的接收装置，所述均衡单元根据所述延迟时间、不受延迟波干扰的所述传播路径估计序列中的数 据“0”和“1”的振幅值、延迟波对所述传播路径估计序列中的数据“0”和“1”造 成的振幅变动、以及以前的数据的解调结果，校正所述检波信号序列的振幅。
7.传播路径估计方法，对开关键控调制信号序列进行包络线检波而获取检波信号序列，所述开关键控调制 信号序列是对由数据“0”和“1”构成的已知的传播路径估计序列进行开关键控调制所 得的信号序列；从所述检波信号序列中仅提取与数据“1”对应的检波信号而获取提取信号序列；进行所述提取信号序列与所述传播路径估计序列之间的相关运算；以及根据所述相关运算的结果估计传播路径特性。
全文摘要
公开了能够使用接收信号的振幅信息，进行适当的传播路径估计的接收装置及传播路径估计方法。在该装置中，检波单元(102)提取开关键控(OOK(On Off Keying))调制信号序列的振幅信息而获得检波信号序列，所述OOK调制信号序列是由数据“0”和“1”构成的已知的传播路径估计序列(CES(Channel Estimation Sequence))经OOK调制所得的信号序列，“1”检测单元(1042)从检波信号序列的采样值中仅提取与数据“1”对应的采样值而获取提取信号序列，相关运算单元(1043)进行提取信号序列与CES之间的相关运算，传输延迟估计单元(1044)根据该相关运算来估计信道脉冲响应(CIR(Channel Impulse Response))的传输延迟量，振幅系数估计单元(1045)根据该相关运算来估计CIR的振幅系数。
文档编号H04L27/02GK102017555SQ20098011648
公开日2011年4月13日 申请日期2009年7月30日 优先权日2008年8月29日
发明者坂本刚宪, 大山贵博 申请人:松下电器产业株式会社