专利名称：：Dtmb系统抑制长回波和高多普勒的信道估计和均衡方法
技术领域：
：本发明属于无线数字通信和广播级
技术领域：
，具体涉及一种面向数字电视地面传输国家标准的信道估计和均衡方法。
背景技术：
：清华大学提出的基于时域同步正交频分复用技术是中国数字电视地面传输标准(DTMB)的重要组成部分。该标准于2006年提出，包括单载波和多载波两种模式。其中，多载波模式使用正交频分复用技术调制帧体，这种技术和传统的频分复用相比，提高了频谱利用率，同时具有出色的对抗多径的能力。该模式使用PN序列及其循环前缀和循环后缀作为帧头，既充当保护间隔，同时也被用作同步和信道估计。这种做法使得频域中没有插入导频的必要，从而同样提高了频谱利用率(参考清华大学申请的中国发明专利专利，申请号CNOl124144.6)。DTMB标准的星座映射的方式可以选择4QAM，4QAM-NR，16QAM,32QAM和64QAM，4QAM适合高速移动场合，而32QAM和64QAM则支持高数据率的业务。DTMB系统的帧头模式分为多载波模式下的PN420模式，PN945模式和单载波模式下的PN595模式。PN420模式由一个PN255序列及其前同步和后同步构成，PN255序列长度为255，由8阶LFSR生成，但是为了减小相邻帧帧头的相关性，对于PN序列的次序也做了规定，在每一个超帧开始时复位。帧头数据的平均功率是帧体的两倍，采用BPSK调制。前同步是PN序列的后82个数据构成的，而后同步是PN序列的前83个数据信息，这样构成的帧头具有准循环特性，而且经过设计，帧头的1的数目比0多且仅多1个。PN945模式和PN420模式大致相同，只是采用了PN511序列及其前后同步。PN511序列采用9阶LFSR生成。PN595模式不使用循环PN序列，而截取10阶二进制伪随机序列的前595个比特，信号帧开始时复位，每个超帧采用同一个序列。除了前面提到的信号帧和超帧之外，还有分帧和日帧。由于传输系统和正常时间同步，因此日帧对应于24小时，分帧对应于1分钟，超帧对应于125毫秒，信号帧根据帧头长度的不同，对应于不同的时间长度。在帧体数据处理步骤中，对于多载波模式可以直接输出，对于单载波模式则需要在频域交织之后进行离散傅里叶逆变换，转换为时域信号。(参考中国国家标准GB20600-2006，数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制，中国标准出版社，2006)在无线通信系统中，由于受到信道衰落的影响，接收到的数据经历了多径延迟，多普勒频移等衰落效应，因此得到的数据已经收到了严重的破坏。此时，如果直接采用这样的数据进行解码，将无法得到有效数据。为了解决这个问题，我们就必须设法消除信道的这种影响。比较简单的方法就是在接收到的数据中包含部分已知信息，将这部分已知信息和它们过信道之后的值进行比较，就可以得到信道的信息，进而可以消除传输数据中信道的影响。这部分已知的信息，可以是频域导频，也可以是时域的训练序列。对于多载波系统，可以使用频域除法实现信道均衡，对于单载波系统，则一般使用一些自适应均衡技术。4对于DTMB系统，已知信息使用帧头上的时域训练序列，我们利用这部分信息得到信道冲击响应，然后再进行信道均衡。信道均衡使用快速傅里叶变换实现，和多载波相比，单载波模式如果使用频域均衡的话，还需要进行一次IFFT以转换回时域。DTMB系统中，最简单的信道估计方法是利用多载波模式下帧头PN序列的准循环特性，只需要简单的时域相关就可以得到信道冲击响应(参考复旦大学申请的中国发明专利“基于时域相关的地面数字多媒体广播系统信道估计器”，授权号为200710044718.0)，而且这种方法也具有较好的移动接收性能，但是，当信道长度较大时，这种方法就显现出其劣势，此外，这种算法不适用与单载波模式，不符合国标融合标准的设计。此时，我们可以采用迭代消除的算法来进行信道估计(参考清华大学申请的中国发明专利“一种OFDM调制系统中伪随机序列填充的迭代消除方法”，授权号为200510012127.6，以及文献F.Yangetal.ChannelEstimationfortheChineseDTTBSystemBasedonaNovelIterativePNSequenceReconstruction,ICC,2008,54(4):1583-1589)，这种方法在对抗长回波上具有较大优势，但是这些算法都不能支持高速移动接收，另外也有一种算法有一定的支持长回波性能，但是不能支持超长回波，在信道长度较短的情况下，这种算法退化为简单的PN序列相关算法(参考文献L.Gui,Q.Li,B.Liuetal.LowComplexityChannelEstimationMethodforTDS-OFDMBasedChineseDTTBSystem.IEEETRANSACTIONS0NC0NSUMERELECTRONICS,2009,55(3):1135-1140)。在上述技术背景下，为了同时满足DTMB系统高速移动接收和对抗超长回波，我们提出了新的信道估计和均衡技术。
发明内容本发明的目的在于提供一种面向DTMB系统，能够同时满足长回波和高多普勒下应用的信道估计和均衡的方法。将DTMB系统基带未经调制的帧体数据记作S”i代表帧号。对于OFDM系统而言，需要对这一数据进行调制，于是这里，表示对数据利用IDFT进行调制，N2为子载波数目3780，k的范围也指明了信号的长度。此外，还需要加入帧头，对于多载波模式，帧头为PN序列加上前同步和后同步，但是对于单载波模式则是m序列的前595个数据值。这里，将帧头数据记作Ci，而不特别指出究竟对应于何种模式。用大写的变量用来表示频域值，而小写的变量则表示时域值。使用抽头延时线模型对信道进行其中，其中，每一个抽头都包含一个符合Jakes或者Gauss多普勒频谱的有色高斯噪声，这里选取适当的抽头数目，使得信道可以满足实际情形。发射信号经过信道之后，由于多径延迟的缘故，发射数据并不在同一时刻到达，后到达的数据将污染后面的数据，我们通过同步得到主径的位置，将主径对应的帧头部分记作其中i同样表示帧号，由同步计算出来，用Xi表示接收到的主径部分对应的帧体部分，这里，Yi包含来自i_l帧帧头的拖尾，而Xi则包含来自第i帧帧头的拖尾。发射端时候的数据帧结构如图1(a)所示，经过信道之后的接收信号帧结构则如图1(b)所示。此外，由于我们假设信道是快速时变的，因此每一帧的信道冲击响应之问的差异都不能忽略，甚至同一帧帧头和帧体之间信道冲击响应的差异也不能忽略。于是Xi可以表示为上面，表示卷积运算，w表示加性高斯白噪声，{C,.⑧/^—1表示当前帧帧头发送数据和信道冲击响应的卷积的结果的前L个数据。类似的有在本发明中，通过改变帧头数据，可以支持三种帧头模式，单载波的处理流程和多载波基本一致。i表示当前帧，i_l表示前一帧，以此类推。M表示帧头长度，N2表示帧体长度，N2可取3780。N1是FFT长度之一，N1可为2048，L表示拖尾的长度。Xi和Yi分别表示接收到数据的帧体和帧头。本发明可在使用数字信号处理器，可编程逻辑器件或专用集成电路的实现中，具体步骤如下(1)步骤1对第i帧帧头进行粗估计首先，计算当前帧(第i帧)的信道冲击响应(CIR)。采用的方法是把包含帧头在内的N2个数据(rheadi)进行N2点的FFT，同时对于本地存储的帧头信息(Ci)也做N2AFFT,两者相除，再进行一次IFFT，就可以得到信道在i-Ι帧的时域冲击响应。此时的冲击响应的值由于包含帧头的拖尾和帧体的拖尾，并不是一个精确的值，但是我们后面将设法消除这些拖尾的影响，从而得到精确的冲击响应。(见2，3，4步)。见图2(a)。首先我们写出rhMdi的定义式这里L先前已经知道，如果是第一帧的话，则取信道可能的最大值，即则粗估计的过程为在完成了粗估计之后，需要进行一次动态阈值滤波以及信道长度估计，前者有利于抑制估计过程中产生的噪声，后者通过准确的估计信道长度，有利于减小噪声的影响。这两个部分放在第4步之后讨论。(2)步骤2均衡i-Ι帧并计算拖尾在完成了对当前帧信道冲击响应的粗估计之后，需要对前一帧(i_l帧)进行一次均衡。但是，这次均衡得到的结果并不用于输出，而是为了能够消除拖尾的影响，从而得到更精确的冲击响应。见图2(b)。首先，我们已经得到了i_l帧的冲击响应，因为上一次流程中已经得到了当前帧的冲击响应，而“当前帧”的响应在现在这一流程中就成了前一帧的CIR。目前，由于i-Ι帧的帧头在i_l帧帧体中的拖尾需要消除，而i_l帧帧体在第i帧帧头中的拖尾也需要消除，因此这里需要用到第i帧和第i_l帧的CIR。这一过程可以表示为UheadH,k=IFFT{FFTQv1,k)XFFT(c^,,)}，0彡k<N1Uhea^k表示本地的i-Ι帧帧头经过信道之后的情形，通过N1点FFT和IFFT得到。通过％Μ(Η_1Λ，可以计算得到i-Ι帧帧头在i-Ι帧帧体中的拖尾。这里的减法只针对信道长度之内的数据进行Zhead^xk=-{uhead,_λ^Μ'\0彡k<L同样的，可以计算本地的i帧帧头经过信道之后的情形以及i-1帧帧体在第i帧帧头中的拖尾从而可以在帧体的开头加上这个数值，完成i-Ι帧帧体的重构^ylo1\zheadi-u+Ztailuk0<k<L-l接下来，可以通过简单的平均，计算i-Ι帧帧体的信道冲击响应[28]。即使用(由于信道的快速变化，如果使用该帧帧头估计出的CIR作为该帧帧体的CIR，结果是不准确的)再使用上面求得的CIR来进行均衡并转换回时域上面的均衡步骤需要使用两次3780点的FFT，分别处理帧体数据和帧体的冲击响应，相除之后得到了均衡后的数据。但是，此时并不需要这一频域数据，因此仍旧将其转换到时域。(3)步骤3更新i-Ι帧的信道冲击响应现在，可以利用前面已经均衡的数据来更新i-Ι帧的CIR。由于在前一次流程的步骤2中已经消除了i-Ι帧帧体在i帧帧头中的拖尾，因此在当前流程中，只需要去掉i-Ι帧帧体过信道之后的前L和数据值，拼接上接收到的该帧帧头的M个数据，就完成了对该帧帧头的重构(见图2(c))上面计算了i-Ι帧帧体过信道之后的情形，用接收到的数据减去ub。dyt。’^就可以得到i-Ι帧帧头在i-Ι帧帧体之中的拖尾zHeadi-UXi-\,k~{Uhead,0<k<L进而于是可以得到更新的冲击响应同样的，这个CIR也经过动态阈值滤波，但是没有必要再进行信道长度估计。此时的动态阈值滤波和步骤1相比，由于结果已经更加精确，因此可以取不同的系数，使得对于噪声的滤除减少，从而得到更好的精度。(4)步骤4均衡i-2巾贞，作为最终输出得到了经过更新的的i-Ι帧帧头后，同时在前一个流程中的i_l帧CIR在当前流程中成为了i_2帧CIR，因此通过简单的平均，得到最终的i-2帧帧体CIR(见图2(d))于是，利用更新过的h^k，可以重新均衡i-2帧的帧体至此，就完成了一次处理过程，衣_2是i-2帧帧体经过均衡后的频域。接下来就可以读取下一帧进行处理，只要重复前面的4个步骤就可以了。本发明中，所述的动态阈值滤波，方法如下设h为估计得到的信道冲击响应，因此我们将h的实部记作hMal，那么，经过滤波之后的值为[7]其中，SNR代表信噪比，adj为参数值，这两个数值都可以有下面的式子计算得到根据需要选择α的值。对于粗估计，选择较小的α值，以滤除更多噪声，对于更新的CIR，则选择较大的α值，以保留更多的细节，提高均衡结果的准确程度。所述的信道长度估计，方法如下信道长度估计的目的在于为后续的处理指明究竟拖尾有多长，这样就可以避免在处理中引入过多噪声(超出信道长度的部分就可以设置为0)，信道长度估计的准则是，以主径为准，以功率在主径_20dB之内的最远径所处位置加10作为信道长度，这样既可以减小噪声，也防止遗漏了径的长度的变化。这里假设径的延迟的变化速度远远小于径的幅度和相位的变化速度。此外，对于初始若干帧，不能进行上述的所有步骤，需要进行适当的安排，逐步包含上述步骤，例如，对于接收到的第一帧，只需要进行第一个步骤就可以了，当接收到第二帧时，就可以把第二步包括进去，第三帧时，包括第三步，从第五帧开始包括所有的步骤，从第六帧开始输出均衡后的数据。下面我们对该算法进行浮点仿真，主要仿真参数见表1，此外，这里假设理想同步。我们选用的信道模型包括CT8信道模型，该模型包含了一条长达31.Sus的OdB回波(JaL^:5,J.Wangetal.IterativepaddingsubtractionofthePNsequencefortheTDS-OFDMoverbroadcastchannels.IEEETRANSACTIONSONCONSUMERELECTRONICS,2005,51(4):1148-1152)。此外还有TO6信道模型(见表2)，DVBPl信道模型(见表4)，巴西E信道模型(见表3)和SFN信道模型(见表6，参考B.W.Songetal.OnchannelestimationandequalizationinTDS-OFDMbasedterrestrialHDTVbroadcastingsystem.IEEETRANSACTIONSONCONSUMERELECTRONICS,2005,51(3):790_797)。由于PN420的帧头模式对抗长回波的能力最弱，这里我们用该模式来测试提出的算法的抗长回波能力。我们采用了IOHz和200Hz两种最大多普勒频移。归一化的多普勒频率fdTs分别为0.05和1。所有仿真都假设理想同步。首先我们选择IOHz多普勒频移，和参考算法(见文献F.Yangetal.ChannelEstimationfortheChineseDTTBSystemBasedonaNovelIterativePNSequenceReconstruction.ICC,2008,54(4):1583-1589)进行比较，星座映射模式选择了QPSK，16QAM，信噪比范围在5dB到30dB，比较了两种算法的无符号率。如图4所示，我们观察200Hz多普勒下的情形。星座映射模式和信噪比范围和前面相同。可以发现，提出的算法具有很大的优势，在QPSK和16QAM下都可以正常接收，而前面的参考算法性能恶化很大，不能正常工作。提出的算法的性能和低多普勒时相比虽有损失，但仍旧在可以接受的范围内。此外，性能下降的主要原因在于高速移动下简单的插值已经不能很好的体现信道的实际响应。接下来，如图5所示，在低多普勒的情况下，我们比较CT8信道下，QPSK，16QAM和64QAM这三种调制方式下的性能与参考方法的比较。可以发现，QPSK下的无符号率性能最好，而64QAM下的性能相对较差，这时由于64QAM模式下，调制数据对于噪声和信道估计误差更为敏感所致，但是从仿真结果看，仍然是符合要求的。最后，我们比较了提出的算法的在其他信道条件下的性能，如图6所示。包括了TU6信道，DVBPl信道和Brazil-E信道，此外也仿真了50us下长回波的性能情况(SFN信道)。多普勒频移均为10Hz，调制方式为16QAM。在这些信道中，性能最差的是DVB-Pl信道，其次是SFN信道，CT8信道。DVBPl信道性能损失在于多径数目较多，SFN信道则在于存在超长多径的缘故。表IDTMB系统仿真参数表2TU6alt信道模型参数表3巴西E信道模型参数表4DVBPl信道模型参数表5CT8信道模型参数表6SFN信道模型参数图1为发送端和接收端的帧结构示意图。图2为本发明的说明。图3为本发明的处理流程框图。图4为本发明与参考方法在⑶T8信道下不同信噪比和多普勒频移下的误比特率比较。图5为本发明与参考方法在⑶T8信道下不同信噪比和调制模式下的误比特率比较。图6为本发明在多种不同信道条件下的误比特率比较。具体实施例方式本发明提出了一种面向中国地面数字电视传输标准的信道估计和均衡方法，下面结合图3描述本发明的信道估计和均衡步骤。定义一个处理流程为下面的1)到8)，每一个处理流程中将输出一帧经过处理的数据，在完成一个处理流程后回到1)。1)信道估计的处理过程中我们需要完整缓存三帧数据，此外，还需要存储更前两帧的帧头。首先我们需要计算当前帧(第i帧)的信道冲击响应(CIR)。采用的方法是把包含帧头在内的N2个数据(rheadi)进行N2点的FFT，同时对于本地存储的420长度的帧头信息(Ci)也做N2点FFT，两者相除，再进行一次IFFT，就可以得到信道在i_l帧的时域冲击响应。0100]如果是第一帧的话，则取信道可能的最大值，即(N1-M,forframeM0101]0102]则粗估计的过程为0103]hik=IFFT\FFT{rhead,'k)\,Q^k<N,’1FFT(Clk)0104]在完成了粗估计之后，需要进行一次动态阈值滤波以及信道长度估计，在后面对此作了说明。此时，也需要将得到的冲击响应进行存储，在下一次处理中需要使用到。0105]2)通过上一次流程，已经得到了前一帧的冲击响应。目前，i_l帧的帧头在i_l帧帧体中的拖尾需要消除，而i-Ι帧帧体在第i帧帧头中的拖尾也需要消除，为此，计算冲击响应和i-Ι帧发送出的PN序列的卷积0106]0107]UheadiIk表示本地的i-Ι帧帧头经过信道之后的情形，通过N1点FFT和IFFT得到。0108]同样的，可以计算本地的i帧帧头经过信道之后的情形0109]0110]从而得到i-1帧帧体在第i帧帧头中的拖尾0111]0112]3)通过Uhea^k我们可以计算得到i-Ι帧的帧头在i-Ι帧帧体中的拖尾。这里的减法只针对信道长度之内的数据进行0113]0114]0115]0116]0117]从而可以在第i-1帧帧体的开头加上这个数值，完成i-Ι帧帧体的重构4)此时，通过简单的平均计算i-Ι帧帧体的信道冲击响应。使用上面求得的CTR来进行均衡i-Ι帧帧体FFTjrbodyi^xhj0120]上面的均衡步骤需要使用两次3780点的FFT，分别处理帧体数据和帧体的冲击响应，相除之后得到了均衡后的数据。但是，此时并不需要这一频域数据，因此，仍旧将其转换到时域。5)利用前面已经均衡的数据来更新i-Ι帧的CIR。在当前流程中，只需要去掉i-1帧帧体过信道之后的前L长度和数据值，拼接上接收到的该帧帧头的M个数据，就完成了对该帧帧头的重构。上面计算了i_l帧帧体过信道之后的情形，用接收到的数据减去ub。dytopH.k，就可以得到i_l帧帧头在i_l帧帧体之中的拖尾此外，我们也需要计算i_l帧帧体在i帧帧头中留下的拖尾ub。dybottomη，然后从i帧帧头中减去这个值，这样，在后一个处理流程中，在重构i_l帧帧头时，就不需要考虑前一帧帧体留下的拖尾，我们记作Iiupdated，存储这个值。6)重构i-Ι帧帧头，这里的yg.k使用的就是Yiupdated'7)于是可以得到更新的冲击响应这个CIR同样经过动态阈值滤波。此外，也需要存储tVu，记作Iviupdatedt5另外，在这一步中，从i-Ι帧里消除了i-Ι帧帧头的影响，记作{bt1-Kuhead^mMl-'，并存储这一数据。8)现在，得到了经过更新的i_l帧帧头，同时在前一个流程中的i-Ι帧CIR在当前流程中成为i_2帧CIR，通过简单的平均，得到最终的i-2帧帧体CIR。这里，hteadi_2就是前面保存的gHupdated，而IlheadH则是前面更新的Iv1updated‘οηη/^headi-2+^head/—1hodyl-2二---于是，利用更新过的V1，可以重新均衡i-2帧的帧体，其中，利用了前一个处理流程保存的帧体-{Uhead^T1-'，于是至此，完成了一次处理过程，次_2是i-2帧帧体经过均衡后的频域。接下来就可以读取下一帧进行处理，只要重复前面的步骤就可以了。上面的流程中还涉及一些其他处理步骤1)动态阈值滤波设h为估计得到的信道冲击响应，将h的实部记作hreal，经过滤波之后的值为其中，SNR代表信噪比，adj为参数值，这两个数值都可以有下面的式子计算得到根据需要选择α的值。对于粗估计，选择较小的α值，以滤除更多噪声，对于更新的C工R，则选择较大的α值，以保留更多的细节，提高均衡结果的准确程度。2)信道长度估计信道长度估计的准则是，以主径为准，以功率在主径_20dB之内的最远径所处位置加10作为信道长度。此外，对于初始若干帧，不能进行上述的所有步骤，需要进行适当的安排，逐步包含上述步骤。例如，对于接收到的第一帧，只需要进行第一个步骤就可以了，当接收到第二帧时，可以把第二步包括进去，第三帧时，包括第三步，从第五帧开始包括所有的步骤，从第六帧开始输出均衡后的数据。上面结合图3对本发明的实施过程进行了详细说明，但本发明并不限于上述实施例。权利要求DTMB系统抑制长回波和高多普勒信道估计和均衡方法，其特征在于，在使用数字信号处理器，可编程逻辑器件或专用集成电路的实现中，具体步骤如下步骤1记当前帧为第i帧，对第i帧帧头进行粗估计计算当前帧的信道冲击响应CIR，采用的方法是把包含帧头在内的N2个数据rheadi进行N2点的FFT，同时对于本地存储的420长度的帧头信息ci也做N2点FFT；两者相除，再进行一次IFFT，得到信道在i-1帧的时域冲击响应<mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mi>i</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mi>IFFT</mi><mo>{</mo><mfrac><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>r</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>c</mi><mrow><mi>i</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac><mo>}</mo><mo>,</mo></mrow>0≤k＜N1然后进行一次动态阈值滤波以及信道长度估计；步骤2均衡i-1帧并计算拖尾消除i-1帧的帧头在i-1帧帧体中的拖尾和i-1帧帧体在第i帧帧头中的拖尾，从而在帧体的开头加上这个数值，完成i-1帧帧体的重构，拖尾则使用FFT实现卷积计算<mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msub><mi>z</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>z</mi><mrow><mi>taili</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub></mtd><mtd><mn>0</mn><mo>≤</mo><mi>k</mi><mo><</mo><mi>L</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>x</mi><mrow><mi>i</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub></mtd><mtd><mi>L</mi><mo>≤</mo><mi>k</mi><mo><</mo><msub><mi>N</mi><mn>2</mn></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>通过平均，计算i-1帧帧体的信道冲击响应<mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><msub><mi>h</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msub><mo>+</mo><msub><mi>h</mi><mi>headi</mi></msub></mrow><mn>2</mn></mfrac></mrow>使用上面求得的CIR来进行均衡<mrow><msub><mover><mi>s</mi><mo>~</mo></mover><mrow><mi>i</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mi>IFFT</mi><mo>{</mo><mfrac><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>r</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac><mo>}</mo><mo>,</mo></mrow>0≤k＜N2其中，<mrow><msub><mi>z</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>x</mi><mrow><mi>i</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>-</mo><msubsup><mrow><mo>{</mo><msub><mi>u</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi><mo>-</mo><mi>M</mi></mrow></msub><mo>}</mo></mrow><mn>0</mn><mrow><mi>L</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mo>,</mo></mrow>0≤k＜L<mrow><msub><mi>z</mi><mrow><mi>taili</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>=</mo><msub><mi>y</mi><mrow><mi>i</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>-</mo><msubsup><mrow><mo>{</mo><msub><mi>u</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>}</mo></mrow><mn>0</mn><mrow><mi>L</mi><mo>-</mo><mn>1</mn></mrow></msubsup><mo>,</mo></mrow>0≤k＜Luheadi-1，k＝IFFT{FFT(hi-1，k)×FFT(ci-1，k)}，0≤k＜N1uheadi，k＝IFFT{FFT(hi，k)×FFT(ci，k)}，0≤k＜N1步骤3更新i-1帧的信道冲击响应去掉i-1帧帧体过信道之后的前L个数据值，拼接上接收到的该帧帧头的M个帧体中的拖尾数据，完成对该帧帧头的重构，计算中利用前面均衡后的帧体，<mrow><msub><mi>r</mi><mrow><mi>headi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>=</mo><mfencedopen='{'close=''><mtable><mtr><mtd><msub><mi>y</mi><mrow><mi>i</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub></mtd><mtd><mn>0</mn><mo>≤</mo><mi>k</mi><mo><</mo><mi>M</mi></mtd></mtr><mtr><mtd><msub><mi>u</mi><mrow><mi>headtopi</mi><mo>-</mo><mn>1</mn><mo>,</mo><mi>k</mi><mo>-</mo><mi>M</mi></mrow></msub></mtd><mtd><mi>M</mi><mo>≤</mo><mi>k</mi><mo><</mo><msub><mi>N</mi><mn>1</mn></msub></mtd></mtr></mtable></mfenced></mrow>进而更新冲击响应，同样的，这个CIR经过动态阈值滤波；步骤4均衡i-2帧，作为最终输出通过平均，得到最终的i-2帧帧体CIR，利用更新过的hi-1，k，重新均衡i-2帧的帧体，以此作为输出；<mrow><msub><mover><mi>S</mi><mo>~</mo></mover><mrow><mi>i</mi><mo>-</mo><mn>2</mn></mrow></msub><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>r</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>-</mo><mn>2</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow><mrow><mi>FFT</mi><mrow><mo>(</mo><msub><mi>h</mi><mrow><mi>bodyi</mi><mo>-</mo><mn>2</mn><mo>,</mo><mi>k</mi></mrow></msub><mo>)</mo></mrow></mrow></mfrac><mo>,</mo></mrow>0≤k＜N2至此，完成了一次处理过程，是i-2帧帧体经过均衡后的频域；接下来读取下一帧进行处理，重复前面的4个步骤；其中，N1是FFT长度，N2表示帧体长度，L表示拖尾的长度，M表示帧头长度，xi和yi分别表示接收到数据的帧体和帧头；所述的动态阈值滤波，具体为设h为估计得到的信道冲击响应，将h的实部记作hreal，那么，经过滤波之后的值<mrow><msub><mi>h</mi><mi>real</mi></msub><mo>=</mo><mfrac><msubsup><mi>h</mi><mi>real</mi><mn>2</mn></msubsup><mrow><msubsup><mi>h</mi><mi>real</mi><mn>2</mn></msubsup><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mi>SNR</mi></mfrac></mrow></mfrac><mo>×</mo><msub><mi>h</mi><mi>real</mi></msub><mo>×</mo><mi>adj</mi></mrow>这里，SNR代表信噪比，adj为参数值，由下面的式子计算得到<mrow><mi>adj</mi><mo>=</mo><mfrac><mrow><mi>max</mi><msup><mrow><mo>(</mo><msub><mi>h</mi><mi>i</mi></msub><mo>,</mo><msub><mi>h</mi><mi>q</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mn>2</mn></msup><mo>+</mo><mfrac><mn>1</mn><mi>SNR</mi></mfrac></mrow><mrow><mi>max</mi><msup><mrow><mo>(</mo><msub><mi>h</mi><mi>i</mi></msub><mo>,</mo><msub><mi>h</mi><mi>q</mi></msub><mo>)</mo></mrow><mn>2</mn></msup></mrow></mfrac><mo>=</mo><mfrac><mn>1</mn><mi>α</mi></mfrac><mo>,</mo><mi>α</mi><mo>∈</mo><mrow><mo>(</mo><mn>0.9,0.99,0.998,0.999</mn><mo>)</mo></mrow></mrow>对于粗估计，选择其中较小的α值，对于更新的CIR，则选择其中较大的α值；所述的信道长度估计，具体为以主径为准，以功率在主径-20dB之内的最远径所处位置加10作为信道长度。FSA00000182111100023.tif全文摘要本发明属于无线数字通信和广播
技术领域：
，具体为DTMB系统抑制长回波和高多普勒的信道估计和均衡方法。本发明在粗估计得到当前帧信道冲击响应的基础上，通过对前一帧体的重构和均衡来消除帧头和帧体经过信道后引入的拖尾，从而对信道冲击响应进行较准确的估计，得到的信道冲击响应既可以反映信道的快速变化，同时也可以消除长回波给估计造成的误差，最后利用简单平均得到的帧体冲击响应对再前一帧进行重构和均衡，得到输出数据，从而消除长多径和高速移动环境对传输数据的影响。计算机仿真显示，该方法具有出色的信道估计性能和适中的复杂度，支持高速移动环境下的接收并且可以对抗超长回波。文档编号H04L25/03GK101888352SQ20101020910公开日2010年11月17日申请日期2010年6月24日优先权日2010年6月24日发明者曾晓洋,王亦之,葛云龙,陈赟申请人:复旦大学