专利名称：基于IEEE 802.16e通信标准的下行链路频偏估计方法
技术领域：
本发明涉及一种基于IEEE 802. 16e通信标准的下行链路频偏估计的方法。
背景技术：
在移动通信飞速发展的今天，WiMAX(WorldwideInteroperability for Microwave Access，微波存取全球互通)技术作为一种面向城域网的宽带无线接入技术，正 受到业界越来越多的关注。WiMAX技术以IEEE的802. 16系列标准为基础，根据频段的不同分别有不同的 物理层技术与其相对应，即 SC(Signal Carrier，单载波)，OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex,正交步页分复用)禾口 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access，正交频分多址)。由于OFDM和OFDMA具有较高的频谱利用率，而且具有 良好的抵抗多径效应、频率选择性衰弱和窄带干扰的能力，它们是WiMAX物理层的核心技 术。在2005年12月由IEEE正式通过的802. 16e标准中，OFDMA是可分级的，支持2048点、 1024点、512点和128点FFT(快速傅里叶变换)，可以适应从1. 25 20MHz的信道带宽差 异，使移动性成为可能。不同于以前的固定单用户系统，在移动环境中存在着很多难题，例 如切换、小区间干扰和同步等问题。OFDM系统依靠相互正交的子载波传输数据，其正交性是靠相邻子载波频率间隔 Af= 1/TS来保证的。如果存在频率偏移，则在解调时，在Ts (0FDM符号周期)间隔内解调 器的任意某个子载波将与其他子载波不正交(内积不为0)，从而会产生子载波间的干扰。 因此OFDM系统对频率偏移非常敏感，频率偏移会使子载波之间的正交性遭到破坏，导致系 统的性能变差。频率偏移是由基站跟移动端的本地载波之间的偏差，信道的多普勒频移等 引起的。IEEE 802. 16e标准要求移动端与基站的载波频率同步误差在子载波间隔的2%以 内，这就对频偏估计的精度提出了较高的要求。在实际的WiMAX系统中，需要进行同步的工作，其具体过程如图1所示接收端
的信号经过模数变换之后，首先进行帧头的同步，确定数据的起始位置，然后进行小数倍频
偏估计与补偿，接着进行OFDM解调(即FFT变换)，在FFT之后进行整数倍频偏估计与补 m
te οIEEE 802. 16e标准的下行链路频率同步问题。现有的用于WiMAX频偏估计的方法有基于CP (循环前缀)结构的盲估计方法。循 环前缀是将每个OFDM符号的信号波形的最后Tg时间内的波形复制到前面原本是空闲保护 间隔的位置上。对于IFFT(快速傅里叶逆变换)实现来说，就是将最后的若干个样值复制 到前面，形成前缀。设Hn)为接收信号，N为FFT长度，L为CP的长度，对于小数倍频偏 的估计值为
θ+L-lAp)= Z+(1)
k=eθ = arg max {|/l (6>)|}( 2 )
3
ε = anglei^l{e^(3)这种方法的优点是简单方便，而且可以在每一个OFDM符号内进行频偏估计。但是 它有一个严重的缺点，由于多径信道的影响，CP会受到前一个OFDM符号的污染，而且在多 径时延很大的情况下，有可能整个CP都会受到污染，在这种情况下，基于CP结构的频偏估 计方法将不再适用。关于频偏估计的经典算法还有由Timothy Μ. Schmidl和Donald C. Cox提出的一 种基于两段重复的同步符号的可靠联合时间同步和载波频偏估计算法，现有的一些频偏估 计方法借用了他们的思想。例如WiMAX的先前版本IEEE 802. 16-2004，采用的帧头在频域中取值可以用以下 公式表示rp3』)^mod2 = 0(4)其中与3dB增益相关，Pall频域序列由协议规定。这样发送出去的帧头信号在时域的一个符号持续期内将是重复的两段，由于CP 的存在，只要信道的多径时延小于CP长度，则在接收端接收到的帧头信号在时域依然是 重复的两段。这样在接收端就可以通过下列方法得到频偏值
设N为FFT长度，^为符号定时估计值，^为被子载波间隔归一化的频偏估计值
2( N
Ψ)= Σ r{k)r*\k + ^\(5)
k=e
3 = argmax{\A(0)\}(6)
-angle^(e^(7)
ε = π
由上面公式可以知道，该方法估计的频偏的范围是[-Δ ·，Af]，其中，Af是指子
载波间隔。然而，IEEE 802. 16e标准的帧头结构发生了改变。在移动环境中，每个小区被分 成3个扇区，每个扇区按照公式(5)使用不同的Preamble子载波集Preamb 1 e_Carr i er_Se tn = n+3k(8)其中η为扇区号，η e {0,1,2}, A e，Nu为有用的子载波数。由于FFT的点数(子载波数)不能被扇区数3整除，因此帧头的时域序列不具有 严格意义的周期重复特性，只是在一定程度上近似具有三段重复性(伪周期特性)，如图2 所示。由于发送端发出的帧头时域信号不是严格的周期重复，而且经过信道之后，在接 收端接收到的信号就更加不具备严格周期重复特性，因此常规的频偏估计算法应用在IEEE 802. 16e标准上将会造成较大的误差，严重影响系统的性能。
发明内容
针对上述IEEE 802. 16e标准的帧头时域序列不具备严格重复特性，但在一定程 度上具有三段伪周期重复的特性的问题，本发明提供了一种基于IEEE 802. 16e标准的下 行链路频偏估计的方法。为达到以上目的，本发明利用了帧头的三段伪周期重复特性，并采用迭代的算法 消除多径信道对频偏估计结果的影响，为准确的估计频偏提供了一种有效而且便捷的方 法，包括下述步骤(a)基站端发射的帧头伪重复时域序列为s (η) = IFFT (Χ(η))，其中Χ(η)为前导 码频域序列，IFFT点数为N，取帧头的伪周期T = [Ν/3]，其中[]表示按四舍五入准则对内的数进行取整操作，根据公式代外 + 计算在发射端的帧头伪重复序列
之间的相关值，以此相关值Rt的相位作为发射相位θ t ；(b)在移动端对接收信号r(n)进行定时同步，定时同步的帧头位置为 ，根据公
式Rr=Tf/(n0 + )/(η0 +/ + Γ)计算接收端的帧头伪重复序列的相关值，以此相关值艮的相
位作为接收相位θ r ；(c)通过比较接收相位Qr与发射相位间的差别，根据公式S =
来计算小数倍的频偏值 i的取值范围是[-1. 5，1. 5]；(d)根据计算出来的小数倍频偏值对接收信号r (η)进行小数倍频偏补偿，然后对 小数倍频偏补偿后的信号进行FFT变换，转换成频域序列Υ(η)，将Υ(η)与帧头前导码频域 序列X (η)进行互相关运算 根据互相关值的峰值位置mmax得到整数倍频偏值；(e)对小数倍频偏补偿后的信号进行整数倍频偏补偿，然后对频偏补偿之后的信 号进行信道估计，得到频域信道估计值应(《)，信道估计采用已有的带导频的信道估计方 法；(f)根据信道估计值纟…)修改发射相位θ t，使先前的公式代+ 变
为代=筹作)
其中,⑷=正Frg—)*应⑷)，θ t修改为此相关值Rt的相位；(g)采用迭代算法重复(
的步骤，直到频偏估计值稳定。上述方法中，所述步骤(e)中，已有的带导频的信道估计方法为LS信道估计、MMSE 信道估计或其改进的方法。本发明的有益效果是1.充分地利用了帧头时域序列三段伪周期重复的特性。由于不是严格的周期重 复，因此伪重复序列之间的相关值的相位不为0，因此按常规的频偏估计方法是无法得到准 确的频偏值。本发明通过比较接收端伪重复序列相关值的相位与发射端伪重复序列相关值的相位，可以比较准确地得到频偏值；同时，本发明对定时同步偏差不敏感，防止由于定时 同步的不精确而导致频偏估计算法性能的下降。2.由于帧头时域序列不是严格重复，因此信道响应会改变伪重复序列的相关值， 从而对频偏估计的结果造成影响。本发明采取迭代的算法来消除信道响应(多径时延)对 频偏估计算法的影响。而且，一般情况下，只需要采取一次迭代就能得到稳定准确的频偏估 计值，复杂度不高。
图1为现有技术WiMAX系统的同步流程图。图2为IEEE 802. 16e标准的帧头前导码时域结构。图3为本发明的频偏估计方法的流程框图。图4为本发明方法步骤(a)中发射相位θ t与进行相关运算的序列的开始位置 offset之间的关系。图5为本发明方法步骤(b)中接收端的相关值艮的幅度和相位与进行相关运算 的序列的起始位置Iitl之间的关系。图6为本发明方法步骤(d)中接收端的帧头频域序列与发射的前导码频域序列之 间的互相关值的幅度。图7为本发明方法最终频偏估计值与迭代次数之间的关系。
具体实施例方式以下结合附图及具体实施例子对本发明作进一步的详细说明。图3为本发明的频偏估计方法的流程框图。IEEE 802. 16e标准支持2048点、1024点、512点和128点FFT，下面将以512点 FFT作为实例对本发明做详细的说明。(a)基站发射的帧头前导码频域序列为X(Ii)，经过FFT变换之后可以得到帧头时 域序列s(n)，s (η)具有三段伪周期重复的特性，取帧头的伪周期T= [Ν/3]，本实施例中，
170
当N = 512时，按四舍五入T = 171，把第一段序列与第二段序列按Α = Σ冲 + 171)
i=0
进行相关运算，把此相关值的相位作为发射相位9t。如图4所示，图中给出了按
170
Roffset = Σ吻+ Off^Vii + 171 +动feO计算得到的相位值θ t与第一段序列开始位置offset
i=0
之间的关系，其中offset取值范围是W，170]。从图中可以看出第一段序列开始位置 offset对θ t的影响非常小。(b)如图3所示，在移动端接收到的信号为r(n)，一路延迟T(171)个采样点后取 共轭，然后与原信号序列进行相乘。通过相关器后得到相乘后的信号序列之和艮，本实例
中，相关器的窗口长度取值为T = 171，把T= 171代入公式+ 得
i=0
170
到Rr =Y/( +iVi^0 +/ + 171)，n0代表序列的起始位置，取此相关值艮的相位作为接收
Z=O
6相位θ —如图5所示，图中为本发明方法接收端的相关值艮的幅度和相位与序列起始位 置Iitl之间的关系。首先根据相关值艮的幅度来确定定时同步位置，从图中可以看出，相关 值的幅度在检测到帧头的时候出现峰值平台，峰值平台的长度为L+T，由此确定帧头的定时 同步位置IV从图中可以看到，接收相位θ ^在峰值平台对应的位置非常平稳，因此，定时 同步的偏差对本方法的影响基本可忽略，从而防止由于定时同步的不精确造成本方法性能 的下降。同时，还可以发现接收相位θ ^与发射相位θ t之间出现了差值，此差值由两部分 因素造成一个是频率偏移，一个是多径信道响应。(c)如图3所示，通过比较接收相位θ^与发射相位9t之间的差别根据公式 S = 来计算小数倍的频偏值。由于多径信道响应的影响，这里估计的小数倍频偏
值不是精确的频偏值，需要采用迭代的算法来消除多径信道响应的影响。(d)如图3所示，根据计算出来的小数倍频偏值对接收信号r (η)进行小数倍频偏 补偿，然后对小数倍频偏补偿后的信号进行FFT变换，转换成频域序列Y (η)。将Υ(η)与帧 头前导码频域序列Χ(η)进行互相关运算，
N-IC(m) = ^X(n + m)*Y*(n),-(^-l) ^ (N-I)
M=O由于整数倍频偏对接收频域序列造成的影响相当于对发射频域序列进行了移位。 因此，根据互相关的峰值位置mmax得到整数倍频偏值。如图6所示，互相关值会在某一位置 取得最大值，此峰值位置mmax代表接收频域序列是由发射频域序列左移mmax个子载波间隔 得到的，因此整数倍频偏值为mmax。(e)如图3所示，对小数倍频偏补偿后的信号进行整数倍频偏补偿，然后对频偏补 偿后的信号进行信道估计，得到频域信道估计值应(即各个子载波上的信道估计值)， 信道估计采用已有的带导频的MMSE信道估计方法。(f)如图3所示，根据信道估计值应来修改发射相位et，使先前的公式
代=§外》Γ)变为代= §y(z+ O，其中外)=正叫外)*应…))，、修改为
此相关值Rt的相位；(g)如图3所示，采用迭代的方法，重复上述(C)，(d)，(e)，(f)的步骤，直到频偏 估计值稳定。随着迭代次数的增加将会得到越来越精确的频偏估计值以及信道估计值。图7为本发明方法最终频偏估计值与迭代次数之间的关系。WiMAX的子载波间隔 为10. 94KHZ，在仿真中，真实频偏为3KHZ，可以发现，在没有迭代的情况下，频偏估计值为 2. 2KHz，不满足协议的要求。而经过一次迭代的频偏估计值和经过多次迭代的频偏估计值 基本一致，非常接近3KHz。因此，一般情况下，经过一次迭代之后得到的频偏估计值即可以 满足WiMAX协议所规定的偏差不超过2%子载波间隔的要求，可以认为是足够精确的频偏 估计值。
权利要求
一种基于IEEE 802.16e通信标准的下行链路频偏估计方法，其特征在于，包括下述步骤(a)基站端发射的帧头伪重复时域序列为s(n)＝IFFT(X(n))，其中X(n)为前导码频域序列，IFFT点数为N，取帧头的伪周期T＝[N/3]，其中[]表示按四舍五入准则对[ ]内的数进行取整操作，根据公式计算在发射端的帧头伪重复序列之间的相关值，以此相关值Rt的相位作为发射相位θt；(b)在移动端对接收信号r(n)进行定时同步，定时同步的帧头位置为n0，根据公式计算接收端的帧头伪重复序列的相关值，以此相关值Rr的相位作为接收相位θr；(c)通过比较接收相位θr与发射相位θt之间的差别，根据公式来计算小数倍的频偏值的取值范围是[ 1.5，1.5]；(d)根据计算出来的小数倍频偏值对接收信号r(n)进行小数倍频偏补偿，然后对小数倍频偏补偿后的信号进行FFT变换，转换成频域序列Y(n)，将Y(n)与帧头前导码频域序列X(n)进行互相关运算 <mrow><mi>C</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>m</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><munderover> <mi>Σ</mi> <mrow><mi>n</mi><mo>=</mo><mn>0</mn> </mrow> <mrow><mi>N</mi><mo>-</mo><mn>1</mn> </mrow></munderover><mi>X</mi><mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>+</mo> <mi>m</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>*</mo><msup> <mi>Y</mi> <mo>*</mo></msup><mrow> <mo>(</mo> <mi>n</mi> <mo>)</mo></mrow><mo>,</mo> </mrow> (N 1)≤m≤(N 1)根据互相关值的峰值位置mmax得到整数倍频偏值；(e)对小数倍频偏补偿后的信号进行整数倍频偏补偿，然后对频偏补偿后的信号进行信道估计，得到频域信道估计值信道估计采用已有的带导频的信道估计方法；(f)根据信道估计值修改发射相位θt，使先前的公式变为其中θt修改为此相关值Rt的相位；(g)采用迭代算法重复(c)，(d)，(e)，(f)的步骤，直到频偏估计值稳定。FDA0000024470610000011.tif,FDA0000024470610000012.tif,FDA0000024470610000013.tif,FDA0000024470610000014.tif,FDA0000024470610000015.tif,FDA0000024470610000017.tif,FDA0000024470610000018.tif,FDA0000024470610000021.tif,FDA0000024470610000022.tif,FDA0000024470610000023.tif
2.如权利要求1所述的基于IEEE802. 16e通信标准的下行链路频偏估计方法，其特征 在于，所述步骤(e)中，已有的带导频的信道估计方法为LS信道估计、MMSE信道估计或其 改进的方法。
全文摘要
本发明公开了一种基于IEEE 802.16e通信标准的下行链路频偏估计方法，通过比较接收端伪重复序列相关值的相位与发射端伪重复序列相关值的相位，可以比较准确地得到频偏值；同时，本发明对定时同步偏差不敏感，防止由于定时同步的不精确而导致频偏估计算法性能的下降。本发明采取迭代的算法来消除信道响应(多径时延)对频偏估计算法的影响，一般情况下，只需要采取一次迭代就能得到稳定准确的频偏估计值，复杂度不高。
文档编号H04B7/26GK101902435SQ20101025295
公开日2010年12月1日 申请日期2010年8月13日 优先权日2010年8月13日
发明者任畅锐, 殷勤业, 王文杰, 穆鹏程, 薛立昌 申请人:西安交通大学