专利名称：一种ofdm/oqam系统及其时频同步方法
技术领域：
本发明属于移动通信技术领域，特别涉及一种交错正交幅度调制的正交频分复用(0FDM/0QAM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing/Offset Quadrature Amplitude Modulation)系统及其时频同步方法。
背景技术：
由于无线用户对传输速率要求的不断提高，多载波调制技术已经成为目前无线通信的主流调制方式，如基于循环前缀的传统正交频分复用(CP-0FDM，Cyclic Prefix-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术就被选用为 LTE 标准中的关键技术。而相对于CP-OFDM而言，0FDM/0QAM拥有更高的频谱效率、更好的时频聚焦特性，而且对于克服符号间干扰(ISI，Inter-Symbol Interference)和载波间干扰(ICI， Inter-Carrier Interference)的影响在一定程度上都有良好的作用，特别是后者，成为 0FDM/0QAM相对于CP-OFDM的主要优势之一。0FDM/0QAM系统的发送信号为实值，取自待传复数符号的实部和虚部，相对于传统的正交频分复用系统，0FDM/0QAM仅仅在实数域满足严格的正交条件；可选用具有良好时频聚焦(TFL，Time Frequency Localization)特性的各向同性正交变换函数(IOTA, Isotropic Orthogonal Transform Algorithm)。应用传统时频联合估计方法的0FDM/0QAM系统发送端结构示意图如
图1所示。包括信号源模块，常规信号处理模块，正交化相位映射模块，N点IFFT模块，成形滤波模块，D/ A转换模块，上变频模块。为了描述的方便，首先介绍其中所用的术语(1)成形滤波函数g(t)在区间t e {0，Ts，· · ·，(Ng_l)Ts}上取非零值，其中Ng = ξ T/Ts为非零采样点数，ξ为成形滤波函数的抽头数，Ts为系统采样时间间隔，T为符号时间间隔。(2)频域同步导频符号由连续发送的Ntk个OFDM符号构成(Ntk至少比成形滤波函数的抽头数ξ大2个，这样才能保证经过发送端调制的时域导频部分有重复导频符号)，即将频域重复导频符号表示为巧(尸)= , 1 = 0，...，N-I, P = O,...., Ντκ-1，其中 N表示子载波数，1表示子载波的序号，ρ表示导频符号序号。经过发送端的调制之后的时域导频信号sTK(kTs)，k e {0,1,2, K，NteN-II在传输Ng-N/2个采样点之后，针对时刻区间 k e {Ng-N/2，...，NtkN-N-I}，满足关系式 (kTs+NTs) = sTE(kTs)。(3)基带接收信号帧序列为r(kTs)，k e {0,1,2,K}, τ e {0,1, K, Ν/4}为时偏真实值，f为时偏估计值，为时偏实验值，ε e <-0.5，0.5>为归一化到子载波间隔上的频偏真实值4为频偏估计值，G(埒为相关序列，R为求相角算子，τ max为多径信道最大时延，D为滑动求和窗长度。首先进行初始化处理在发送端(移动台)和接收端(基站)的寄存器内储存相同的发送导频序列，并在接收端将发送时域导频序列 (kTs)的第ξΝ+l至第(Ntk-I)N个数据存为发送基准序列，在收发两端存储相同的成形滤波函数序列，并建立对应的规则。具体处理步骤如下步骤11.信号源模块产生数据比特经过常规信号处理模块做编码，正交幅度调制 (QAM，Quadrature Amplitude Modulation)，得到复数数据后，组帧、并在前端添加长度为 Nte的频域重复导频符号A(P) = Ara, 1=0，...，N-I, P = O,..., Ντκ-1，接着进行实虚部分 1 ；步骤12.通过步骤11得到的数据的实虚部分别通过正交化相位映射模块进行正交化相位映射；步骤13.通过步骤12的数据通过N点IFFT模块做反快速傅里叶变换(IFFT， Inverse Fast Fourier Transform),完成多载波调制；步骤14.由步骤13得到的数据，通过成形滤波模块，完成信号成型，并串转换；步骤15.由步骤14得到的数据经过D/A转换模块、上变频模块，发射信号。作为典型多载波调制方式，0FDM/0QAM具有一个多载波调制技术的共性，即易受载波频率偏移(CF0，Carrier Frequency Offset)和时间偏移的影响，CFO产生的主要原因是由于收发两端的振荡器不够稳定和精确，产生的频率有所偏差，进而破坏了子载波间的正交性，进而引入了 ISI和ICI。而且由于没有添加CP，一旦出现同步偏差，整个离散傅立叶 (DFT,Discrete Fourier Transform)窗口就会错位，造成难以恢复的干扰，所以0FDM/0QAM 对时偏也非常敏感。为了获得比较好的系统性能，就必须保证时频偏估计都具有比较高的精度。T. Fusco, A. Petrella 禾口 M. Tanda 在"Data-Aided Symbol Timing and CFO Synchronization for Filter Bank Multicarrier Systems[J]. IEEE Trans.Wireless Commun. , May 2009,8(5) :2705-2715. ”提出了基于基带接收信号帧序列二阶自相关的MLS 时频联合估计方法，也列举了基于基带接收信号帧序列和发送基准序列进行四阶互相关的 TR2时频联合估计方法。图2为应用传统的MLS和TR2时频联合估计的0FDMA/0QAM系统接收端工作原理图，包括下变频模块，A/D转换模块，同步估计模块，时频偏补偿模块，匹配滤波模块，FFT模块，去正交化相位映射模块，常规信号处理模块。假设接收端信道信息已知，则接收端的解调步骤可以表述为以下几个步骤步骤21.接收信号经过下变频模块、A/D转换模块，得到基带接收信号帧序列 r(kTs)，k e {0,1,2, K}；步骤22.将步骤21得到的基带接收信号帧序列HkTs)通过同步模块估计出时频偏，通过将基带接收信号帧序列进行长度为(Ntk-I-ξ )N+1的滑动自相关(MLS时频联合估计方法所采用的处理方法，具体可以表示为G(埒(邱/0(埒，其中，
NTR*N—N—\2 Ντκ·Ν-Ν-\Rm= Σ r*(kTs + ^-(krS +NTs,Qm= Σ Σ \r(kTs+(I-I)NTs+ ^2 )
k=Ng—\i=l k=Ng—\
或者将基带接收信号帧序列HkTs)和发送基准序列 (kTs)做四阶滑动互相关运算(TR2
时频联合估计方法所采用的处理方法，具体可以表示为G(埒=P(邱/ρ(埒，其中，
权利要求
1.一种0FDM/0QAM系统，其特征在于，所述0FDM/0QAM系统的接收端包括粗同步估计模块，用于估计接收到的基带接收信号帧序列A(Ws)的频偏估计值频偏补偿模块，用于将粗同步估计模块得到的频偏估计值 对接收到的基带接收信号帧序列ri(kTs)进行频偏补偿，得到频偏补偿后的接收符号帧序列1~2(1^)； 细同步估计模块，用于估计频偏补偿模块得到的r2(kTs)的时偏估计值夂. 时偏补偿模块，用于将细同步估计模块得到的时偏估计值A对频偏补偿模块得到的 r2(kTs)进行时偏补偿，得到时频偏补偿后的接收符号帧序列r3(kTs)。
2.根据权利要求1所述的0FDM/0QAM系统，其特征在于，所述的粗同步估计模块用于实现如下过程将基带接收信号帧序列
3.根据权利要求1或2所述的0FDM/0QAM系统，其特征在于，所述的细同步估计模块用于实现如下过程将频偏补偿步骤得到r2(kTs)和发送基准序列 (kTs)进行长度为(Ντκ-ξ-1/2) N的二阶滑动互相关运算得到一个相关序列( 2(埒，具体表示为G(炒=|尽(绅/0(炒，其中
4.一种0FDM/0QAM系统时频同步方法，包括粗同步估计步骤，用于估计接收到的基带接收信号帧序列A(Ws)的频偏估计值频偏补偿步骤，用于将粗同步估计步骤得到的频偏估计值 对接收到的基带接收信号帧序列ri(kTs)进行频偏补偿，得到频偏补偿后的接收符号帧序列1~2(1^)； 细同步估计步骤，用于估计频偏补偿步骤得到的r2(kTs)的时偏估计值A . 时偏补偿步骤，用于将细同步估计步骤得到的时偏估计值A对频偏补偿步骤得到的 r2(kTs)进行时偏补偿，得到时频偏补偿后的接收符号帧序列r3(kTs)。
5.根据权利要求4所述的时频同步方法，其特征在于，所述的粗同步估计步骤估计过程如下将基带接收信号帧序列！^!^)和发送基准序列 (kTs)进行长度为(Ντκ-ξ-1/2) N的二阶滑动互相关运算得到一个相关序列G1(料，具体表示为6得=|代(绅/0(炒，其中
6 根据权利要求4或5所述的时频同步方法，其特征在于，所述的细同步估计步骤估计过程如下将频偏补偿步骤得到r2(kTs)和发送基准序列 (kTs)进行长度为(ΝΤΚ-ξ-1/2) N的二阶滑动互相关运算得到一个相关序列G2(埒，具体表示为
全文摘要
本发明公开了一种OFDM/OQAM系统及其时频同步方法。时频同步方法包括粗同步估计步骤，用于估计接收到的基带接收信号帧序列的频偏估计值；频偏补偿步骤，用于将粗同步估计步骤得到的频偏估计值对接收到的基带接收信号帧序列进行频偏补偿，得到r2(kTS)；细同步估计步骤，用于估计频偏补偿步骤得到的r2(kTS)的时偏估计值；时偏补偿步骤，用于将细同步估计步骤得到的时偏估计值对频偏补偿步骤得到的r2(kTS)进行时偏补偿，得到r3(kTS)。本发明将一步同步扩展为两步，即粗同步和细同步，先用粗同步中获得的频偏估计值对基带接收信号帧序列进行频偏补偿，再用补偿后的信号进行细同步得到最终的时偏估计值，使细同步时CFO的影响降到最小，提高时偏估计的精度和捕获概率。
文档编号H04L25/03GK102185822SQ201110142938
公开日2011年9月14日 申请日期2011年5月31日 优先权日2011年5月31日
发明者李少谦, 杨刚, 武刚, 胡苏 , 陈浩 申请人:电子科技大学