光接收机的制作方法

专利名称：光接收机的制作方法
技术领域：
本发明的实施例通常涉及光接收机，更具体地说，涉及具有单片集成的光电探测器的补偿光接收机。
背景技术：
可在各种不同的应用领域应用光接收机，诸如局域网(LAN)和光纤到户(FTTH)互联，以及在光存储系统的接口中，诸如⑶_R0M、DVD和蓝光光盘中。在这些应用中，可使用光电探测器将输入光数据信号转换成电探测信号以用作进一步的处理，诸如解码、放大、均衡以及补偿。在一些类型的光数据系统中，光电探测器可容纳在独立的芯片内，或作为独立组件并与使用键合线或其它连接的光数据系统中的其它信号处理元件连接。尽管该方案允许使用高质量和高数据速率的光电探测器，但是与光电探测器有关的额外的开销和成本、以及静电放电问题以及其它与键合线相关的寄生效应可能是由此产生的弊端中的一些。在其它的光数据系统中，光电探测器可与单个半导体基板上的其它信号处理元件单片集成在一起，以及例如使用标准集成电路(IC)技术实施所述光电探测器，所述标准IC 技术诸如互补金属氧化物半导体(CMOS)、硅锗(SiGe)和混合双极CMOS (BiCMOQ工艺。可使用基板内制备的Pn结执行CMOS技术中的光束探测，例如，通过合适的半导体掺杂，以及操作中加载偏置电压以产生耗尽区。当在光电探测器处接收到输入光数据信号时，为了重构发射的光数据信号，可在Pn节的任意一端收集由入射光子生成的电子-空穴对(即，电荷载流子)以用于强度测量以及可选的后续探测处理。因为光电探测器是单片集成在半导体上，键合线的使用最小，而且减少了开销。与集成设备相同的其它优势，诸如低成本和大规模制造也都可以实现。

发明内容
依据本发明的一方面，提供了一种光接收机，包括光电探测器、放大器和信号补偿电路。所述光电探测器可生成代表在所述光电探测器处接收的光数据信号的探测信号，并具有由所述光电探测器的操作特征导致的失真分量。所述放大器可放大所述探测信号以生成放大探测信号。所述信号补偿电路可生成重构数据信号，并可包括与所述光电探测器的操作特征相匹配的判决反馈均衡器，使得探测信号的失真分量在所述重构数据信号得到大幅度的抑制。所述光电探测器的操作特征可包括所述光数据信号在所述光电探测器中导致的扩散电流。所述判决反馈均衡器包括加法器、非线性元件以及至少一个滤波器。可配置所述加法器以通过从所述放大探测信号减去反馈补偿信号来生成补偿探测信号。所述非线性元件可与所述加法器连接以根据所述补偿探测信号生成所述重构数据信号。所述至少一个滤波器连接在反馈补偿回路中的所述非线性元件和所述加法器之间，以基于所述重构数据信号生成所述反馈补偿信号，配置所述至少一个滤波器以塑造所述光电探测器的操作特征，使得通过所述反馈补偿信号复制所述探测信号的失真分量。所述非线性元件可包括信号量化器，但是或者可包括高通滤波器和连接所述高通滤波器的滞回比较器。所述判决反馈均衡器包括多个滤波器，并联在所述反馈补偿回路中的所述非线性元件和所述加法器之间，配置所述多个滤波器的每一个以提供所述反馈补偿信号的各自部分。所述多个滤波器的每一个可以是单极连续时间滤波器。或者，所述多个滤波器包括至少一个数字滤波器和至少一个连续时间滤波器，配置所述至少一个数字滤波器以补偿快失真分量，以及配置所述至少一个连续时间滤波器以补偿慢失真分量。在该情况中，所述至少一个连续时间滤波器的每一个是单极滤波器，以及所述至少一个数字滤波器包括高阶有限脉冲响应滤波器。所述判决反馈均衡器包括所述反馈补偿回路中并联的3到5个滤波器。所述信号补偿电路进一步包括控制模块，用于配置所述判决反馈均衡器以通过调节所述判决反馈均衡器的至少一个参数来匹配所述光电探测器的操作特征。所述判决反馈均衡器的至少一个参数包括至少一个滤波器的时间常数或增益值。所述控制模块包括dc提取器、dc参考信号发生器、第二加法器和滤波器控制器。 所述dc提取器可测量所述补偿探测信号的dc分量。所述dc参考信号发生器可生成所述补偿探测信号的参考dc分量。可配置所述第二加法器以通过比较所述补偿探测信号的测量dc分量和参考dc分量来生成补偿误差信号，其中所述补偿误差信号代表所述补偿探测信号中的未补偿失真。可配置所述滤波器控制器以基于所述补偿误差信号生成控制值，所述控制值用于调节所述判决反馈均衡器的至少一个参数。所述dc参考信号发生器包括峰值探测器，所述峰值探测器用于生成代表所述光数据信号的脉冲高度的包络信号，所述dc参考信号发生器还包括与所述峰值探测器连接的定标器，所述定标器用于依据所述光数据信号的比特位分布对所述包络信号进行定标， 以生成所述补偿探测信号的参考dc分量。所述判决反馈均衡器包括通过可控RC-网络实施的至少一个连续时间滤波器，以及配置所述滤波器控制器以基于所述补偿误差信号将控制信号加载到所述可控RC-网络， 所述补偿误差信号用于变换所述可控RC-网络的有效电阻值和电容值。所述放大器包括负米勒电容器，所述负米勒电容器并入到所述放大器的内核中以针对增加的带宽和相位裕度扩展所述放大器的内部极点。所述光接收机进一步包括连接在所述放大器和所述信号补偿电路之间的均衡器， 所述均衡器用于提供高频信号的提升。所述光接收机进一步包括连接在所述光电探测器和所述放大器之间的ac连接电路，所述ac连接电路用于抑制所述探测信号的低频分量。所述光电探测器是空间调制光探测器，以及所述光接收机进一步包括在所述光电探测器下游的减法器，配置所述减法器以通过减去一对由所述空间调制光探测器生成的差分探测信号来生成所述探测信号。所述光电探测器单片集成在通用半导体基板上的所述光接收机内。所述光接收机利用CMOS或BiCMOS技术实施。所述光接收机具有至少5(ibpS的带宽。根据本发明的另一方面，提供一种光接收机，包括光电探测器、放大器和信号补偿电路。光电探测器可以生成代表在所述光电探测器处接收的光数据信号的探测信号，所述探测信号具有由数据分量和所述光电探测器的操作特征导致的失真分量。放大器可以放大所述探测信号以生成放大探测信号。信号补偿电路可以根据所述放大探测信号生成重构数据信号以代表所述探测信号的数据分量，且所述信号补偿电路包括高通滤波器和滞回比较器。高通滤波器可以基于所述放大探测信号生成中间信号，所述高通滤波器具有通带，配置所述通带以抑制所述探测信号的失真分量。滞回比较器与所述高通滤波器连接，配置所述滞回比较器以基于所述中间信号并通过恢复所述数据分量的低频内容来生成所述重构数据信号，其中所述数据分量的低频内容被所述高通滤波器部分抑制。根据本发明的又一方面，提供一种光接收机，包括光电探测器、放大器、ac连接电路和信号补偿电路。光电探测器可以生成代表在所述光电探测器处接收的光数据信号的探测信号，所述探测信号具有由数据分量和所述光电探测器的操作特征导致的失真分量。放大器可以放大所述探测信号以生成放大探测信号。ac连接电路与所述放大器连接，配置所述ac连接电路以抑制所述探测信号的失真分量。信号补偿电路可以生成重构数据信号以代表所述探测信号的数据分量，所述信号补偿电路包括滞回比较器，配置所述滞回比较器以基于所述放大探测信号并通过恢复所述数据分量的低频内容来生成所述重构数据信号， 其中所述数据分量的低频内容被所述ac连接电路部分抑制。


下面将通过示例的方式参考附图对各实施例进行详细描述，附图中图IA是光接收机的一实施例的框图；图IB是图IA中示出的光接收机的另一实施例的框图；图2A是当使用CMOS或SiGe BiCMOS进行实施时的图IA和IB中描绘的光接收机的典型脉冲响应的图形；图2B是当使用CMOS或SiGe BiCMOS进行实施时的图IA和IB中描绘的光接收机的典型光谱响应的图形；图3A是图IA和IB中描绘的信号补偿电路的一实施例的框图，其中非线性元件包
含信号量化器；图;3B是图IA和IB中描绘的信号补偿电路的另一实施例的框图，其中非线性元件包含滤波器和滞回比较器；图3C是图;3B中信号补偿电路的另一实施例的框图，其中省去反馈滤波器；图4A是示出了在图:3B和3C中描绘的信号补偿电路中生成的或通过该信号补偿电路操作的各个信号的频谱的图形；图4B是示出了在图:3B和3C中描绘的信号补偿电路中生成的或通过该信号补偿电路操作的各个信号的时域波形的图形；图5是图1中描绘的信号补偿电路的框图，其中包含多个反馈滤波器；图6A是图5中描绘的信号补偿电路的框图，其中每个反馈滤波器是连续时间滤波器；图6B是图5中描绘的信号补偿电路的框图，其中多个反馈滤波器中的至少一个是数字滤波器，并且多个反馈滤波器中的至少一个是连续时间滤波器；
图7是能够用于实施图5中描绘的多个反馈滤波器的至少一个的有限脉冲响应数字滤波器的框图；图8是能够用于实施图5中描绘的多个反馈滤波器的至少一个的连续时间有限脉冲响应滤波器的框图；图9是能够用于实施图5中描绘的多个反馈滤波器的至少一个的有限脉冲响应数字滤波器的框图；图10是能够用于实施图5中描绘的多个反馈滤波器的至少一个的连续时间有限脉冲响应滤波器的框图；图11是图1中描绘的信号补偿电路的框图，其中包含用于配置信号补偿电路以匹配光电探测器的控制模块；图12是图1中描绘的信号补偿电路的框图，其中包括替代控制模块；图13是图1中描绘的信号补偿电路的框图，其中包括替代控制模块；以及图14是示出了图1中示出的光接收机的一实施例的测试中获得的实验结果的图形。应当理解的是，所引用的附图仅用作描绘目的，并不会限制下文中以任何方式描述的实施例的范围。为方便起见，还可在图中重复引用编号(有偏移或没有偏移)以表示近似的元件或特征。
具体实施例方式尽管CMOS和其它集成光电探测器通常可最少使用键合线并减少开销，但是由于它们特定的探测机制，这些类型的光电探测器仍将产生明显的失真探测信号。入射到光电探测器上的大部分光子要么在光电探测器的耗尽区内被吸收，要么根据光子的穿透深度伸入到底层基板中。当在Pn节加载反向偏置电场时，耗尽区中生成的电荷载流子通过载流子漂移，相对快速地输运至光电探测器终端。然而，那些伸入在底层基板中生成的电荷载流子最初通过载流子扩散进行输运，直到电荷载流子到达耗尽区，之后，点载流子漂移再次成为电荷载流子输运的主导模式，电荷载流子输运至给定光电探测器终端。与加载电场时的电子和空穴的漂移速率相比，扩散是相当慢的输运过程。850-nm的光束通过硅的穿透深度远大于1-2 μ m，其中850-nm的光束在当前许多光数据系统中经常采用，1-2 μ m的深度是许多标准IC技术中出现的典型耗尽区深度。例如，CMOS和许多SiGe BiCMOS制备工艺采用这些或近似这些尺寸的耗尽区。结果是，入射到使用CMOS或SiGe BiCMOS工艺制备的光电探测器上的光束的大部分光子深入到底层硅基板后被吸收，从而在底层硅基板中生成载流子。这些载流子缓慢地扩散到Pn节的耗尽区， 用以输运至光电探测器终端。缓慢扩散机制将CMOS或SiGe BiCMOS光电探测器的可用数据速率限制为只有几百兆比特每秒(Mbps)，其中假定没有执行任何形式的下游信号补偿， 因为与一个探测信号相关的扩散电流的长尾部可能干扰并使后续探测信号的波形失真。对于许多当前以千兆比特每秒量级的速率进行操作的光系统操作而言，CMOS或SiGe BiCMOS 光电探测器的最大可用数据速率可能是无法接受的慢。相应地，没有一些形式的信号补偿的情况下，使用分立光电探测器反而更好。为了提高单机集成的光电探测器的速度，可采用一些方法来消除慢扩散载流子的负效应。例如，加载特别高的反向偏置电压(可能甚至高于可用电源供给)到pn节上，从而能够通过扩展耗尽区的深度来提高探测器的性能。通过将耗尽区制备得更深使得有更多部分的入射光子能在耗尽区内被吸收，而不是在底层硅基板内被吸收，这样许多慢扩散载流子能一起被消除，并替代为相对快速的漂移载流子。通常，因此能实现更高的数据速率。 然而，这个方法将严重影响探测器的可靠性，例如，大的反向偏置引发的风险是，光电探测器将反向击穿，从而产生大的反向电流，由此出现过热。另一种限制慢扩散电流效应的方法是在光电探测器和深入在底层硅基板中生成的电荷载流子之间引入电绝缘层，从而将光电探测器与慢扩散载流子屏蔽隔离开。通常，这种方法在防止慢扩散载流子输运至光电探测器终端的过程中只能是部分有效，而且还需要额外的制备步骤，这将增加IC光电探测器的整体制备成本。消除慢扩散载流子的又一种方法，包括使用具有交替覆盖和暴露的光电二极管的空间调制光(SML)探测器。当光束入射到SML探测器的表面上时，暴露的光电二极管的耗尽区中生成的电荷载流子几乎立即被收集，与此同时，那些深入到暴露的光电二极管的底层硅基板中生成的电荷载流子将缓慢地向表面扩散。无论是快漂移载流子或慢扩散载流子中的哪一种，通常其中只有极少数的任意电荷载流子在覆盖的光电二极管中生成。然而，如果覆盖的和暴露的光电二极管的空间分布是平衡的，则暴露的光电二极管中生成的慢扩散载流子到达暴露的或覆盖的光电二极管的耗尽区的几率是近似相等的。则在覆盖的光电二极管处测得的总电流可近似地代表在暴露的光电二极管处测得的电流分量，该电流分量由慢载流子扩散产生。减去这两个电流后则有效地消除了来自在暴露的光电二极管处测得的电流的慢扩散载流子。然而，很明显，该方法能严重地限制SML探测器的光灵敏度，因为入射到覆盖的光电二极管上的光数据信号部分没有被测量到。因此在一些SML探测器中，需要在光电探测器的输出处设置低噪声跨阻放大器以提升信号强度。例如，需要跨阻放大器能够放大由光电探测器产生的低至几毫安的探测电流，并使探测电流具有良好的信号比和共模抑制以限制光电探测器中灵敏度退化的范围。由于低噪声跨阻放大器的性能要求会提高成本和整体复杂性，因此使用SML探测器并不是一直合适。如此处所描述的，提供一种光接收机，其中的信号补偿电路包括判决反馈均衡器， 用以提高单机集成的光电探测器的有效数据速率。例如可通过所包含的控制模块配置判决反馈均衡器，以匹配光电探测器的一个或多个操作特征，从而使得通过信号补偿电路生成反馈补偿信号，所述反馈补偿信号塑造或复制光电探测器探测信号的失真分量。在一些实施例中，可使用多个反馈滤波器生成反馈补偿信号，每个反馈滤波器与失真分量的不同特征部分相匹配，从而一个片段接一个片段地或一个分量接一个分量地合成反馈补偿信号。 在其它实施例中，根据判决反馈均衡器的特定配置，可以不使用反馈滤波器来生成反馈补偿信号。然后通过使用反馈补偿信号消除光电探测器探测信号的失真分量对放大探测信号进行补偿，由此使得光数据信号与已大幅抑制的失真分量一起进行重构。例如，针对典型的 CMOS或SiGe BiCMOS光电探测器的慢扩散载流子，控制模块可配置判决反馈均衡器为几乎全补偿。还可在控制模块中使用实时、反馈控制对光接收机的温度效应和其它操作或环境条件进行补偿。然后可使用集成光电探测器实现5(ibpS或更高的数据速率。最先参见图IA和IB，其中阐述了光接收机20的框图。光接收机20包括与放大器24连接的光电探测器22，可选地，它们之间通过ac连接电路沈连接。放大器M还与信号补偿电路观连接，可选地，它们之间通过均衡器30连接。因此，在一些情况中，光电探测器 22和放大器M可直接连接到一起，一些情况中，放大器M和信号补偿电路观可直接连接到一起。可在单个半导体基板上的CMOS和SiGe BiCMOS工艺的每个中实施光接收机20，从而光电探测器22与放大器M和信号补偿电路观单片集成在一起。然而，也推荐信号补偿电路观在光接收机20的其它配置中使用，例如，配置中光接收机20作为分立设备或是与放大器M和信号补偿电路观为非单机集成。光电探测器22对光数据信号22暴露，所述光数据信号22将传输至光电探测器 22，例如通过光纤链路或其它光通信信道。作为响应，光电探测器22生成代表接收光数据信号32的探测信号34。探测信号34包括数据分量，所述数据分量与光数据信号32中编码的数据或其它信息对应，探测信号34还包括由光电探测器22引入的失真分量。失真分量由光电探测器22的一个或多个操作特征或条件所导致。如果ac连接电路沈包括在光接收机20中，探测信号34将经由ac连接电路沈通行至放大器M ；否则，探测信号34直接通行至放大器对。在一些实施例中，放大器M可以是跨阻放大器(TIA)。放大器M将探测信号34放大成放大探测信号36，所述放大探测信号36将通行至信号补偿电路观以进行信号处理，在一些情况中，中间通过均衡器30。信号补偿电路观接收放大探测信号36， 并基于放大探测信号36，对应于光接收机处初始接收的光数据信号32，生成重构数据信号 38。当信号补偿电路观适当地与光电探测器22相匹配时，重构数据信号38实质上没有失真并与光数据信号32紧密对应。可通过如此处所描述的许多不同IC工艺的一个中实施光电探测器22，所述IC工艺诸如CMOS和SiGe BiCMOS0因此，光电探测器22可包括硅或其它半导体基板中连接在一起的一个或多个发光二极管(即，反偏Pn节)以形成阴极和阳极，上述阴极和阳极用于收集电荷载流子以生成探测信号34。在一些情况中，光电探测器22可以是空间调制光(SML) 探测器，红光电探测器22可产生一对差分探测信号。另外，放大器M和ac连接电路沈可以是全差分的，而且光接收机20进一步包括连接在放大器M的输出上的减法器(未示出)，以通过减去差分探测信号生成探测信号34。在任意情况中，可设定光电探测器22的截面积的尺寸以用于与光通信链路接口连接。例如，光电探测器22的面积可以等于或近似等于75 μ mX 75 μ m,以有助于与多模光纤连接。而且，加载到光电探测器22上的反向偏置电压可相对较大，例如约3. 3V，从而光接收机20可以同时获得较宽的带宽和良好的整体响应。如图IA所示，在一些实施例中，光电探测器22的阴极可与放大器M或ac连接电路26连接，而且阳极可与负电源端连接(即，接地)。然而，如图IB所示，依据一些其它实施例，光电探测器22的阳极反而可与放大器M或ac连接电路沈连接，在该情况中，阴极可与正电源端(即，电源电压的Vdd)连接。依据光电探测器22的任一配置生成的探测信号 34可包括数据分量和失真分量，如此处所描述的。可通过信号补偿电路观大幅抑制失真分量，而不需要考虑光电探测器22是如何加载反向偏置的。现参见图2A，其中描绘的曲线图50示出了当使用CMOS或SiGe BiCMOS进行实施时光电探测器22的典型脉冲响应。曲线图50中，χ轴表示时间，y轴表示归一化的脉冲高度。曲线图50上的曲线52代表从时间tQ持续到大约、时所接收的窄脉冲光束在光电探测器22中产生的探测电流的幅度。为了说明的目的，以通过光束的接收脉冲高度进行归一的任意单位表示曲线52的幅度。因此，应当清楚的是，因为曲线52是归一化的，所以曲线 52既可代表由光电探测器22生成的探测信号34，也可代表由放大器M生成的放大探测信号36，视情况而定。可以看出，曲线52的不同部分通过潜在的明显不同的时间参数进行表征。依据区间M中相对小的时间参数，曲线52快速上升，区间M限定在时间tQ和、之间，此时窄脉冲光束入射到光电探测器22上。当在^或约^时到达最大脉冲高度之后，近似对应所接收光束脉冲的末端，曲线52开始朝向零值回落。依据表征区间56的同样较小的时间常数， 区间56中，衰减率相对快，区间56限定在时间、和t2之间。t2处约为0. 2的归一化幅度对于曲线52是典型的，尽管t2处的归一化幅度还可根据光接收机20和光电探测器22是如何配置的而变化。然而，当在t2或约t2时，根据与区间M和56中相对小的时间常数相比而言相对大的时间常数，曲线52开始比区间56中慢得多地进行衰减，并在区间58中连续衰减。因此，曲线52可通过区间讨和56中相对小的时间常数以及相比之下区间58中相对大的时间常数进行表征。结果是，曲线52的尾部分量(S卩，区间56和58)同时具有快速和缓慢部分。不同的时间区间中不同的时间常数表征曲线52可对应在不同的时期占主导地位的光接收机20的不同操作特征。区间M和56中，当曲线52相对快地上升和降落时，光电探测器22的响应可表明生成大的漂移电流，但是还表明了大的放大器M的带宽限制。更具体地说，当脉冲光入射到光电探测器22上时，光电探测器22的耗尽区内生成的漂移电流与深入底层硅基板中生成的扩散电流相比是大的。应注意的是，扩散载流子可在区间讨和 56中同时出现，但是没有漂移电流重要。因此曲线52在区间讨和56中的形状表明漂移电流的速度更快。与此同时，区间M和56中的曲线56还因放大器M的带宽限制受到速率限制。(从光电探测器22的角度来看，放大器M的输入阻抗代表了光电探测器22上的有效负载)因此，区间M和56中曲线52的变化速率还受限于放大器M的有限带宽，放大器 24通常具有低通特征。如果可选ac连接电路28包括在光接收机20中，则可选ac连接电路观还可速率限制曲线52。近似t2处，实质上光电探测器22中生成的全部漂移电流已被收集，而且从其中一个光电探测器终端中清除，留下相比慢的扩散电流作为曲线52的主导分量。因此，当曲线 52趋向于零值时，曲线52假定在t2之外有相对大的时间常数。如图2所示，在一些实施例中，扩散电流的时间常数远大于漂移电流的时间常数。例如，扩散电流的时间常数可能慢两个数量级。结合、处未探测的扩散电流可能相当大(即，约最大产生电流的20% )这一事实，曲线52的尾部分量可能在区间56中相对快速的衰减之后在区间58中具有特别慢的衰减。以脉冲宽度来衡量，持续了一百个或更多脉冲的衰减在利用现有IC技术制备的光电探测器中将不会少见。如以下将进一步解释的，可在信号补偿电路观中考虑同时具有快速和缓慢部分的尾部分量的复合特性，该复合特性是集成光电探测器的典型特征。接收光数据信号32可包括编码在光脉冲序列内的数据或其它信息。除非光数据信号32足够慢，与序列中光束的一个接收脉冲相关的扩散电流的尾部分量可干扰序列中后续接收的光束脉冲的波形。换句话说，当具有足够快速的数据速率时，可在与一个或多个前面脉冲有关的扩散电流已经具有充分的时间衰减到零值之前，在光电探测器22处接收这些光束的序列脉冲。因此，为了以合理高的数据速率发送光数据信号32，由光电探测器 22生成的探测信号34除了包括数据分量(对应编码的数据或其它信息)之外，通常还包括失真分量。如前所述，失真分量至少部分归因于光电探测器22中产生的扩散电流。在重构光数据信号32时，可优化信号补偿电路观以对不需要的扩散电流进行补偿。可在IC光电探测器中实现更大的有效数据速率(一些情况中为5(ibpS或更高)。这些大的有效数据速率可与前面提及的IC光电探测器的其它相关优势同时实现，所述其它相关优势诸如尺寸和噪声性能。再参见图IA和1B，可采用电阻器-电容器网络实施ac连接电路沈，其中设置所述电阻器-电容器网络以将探测信号34的高频分量与放大器M的输入连接。例如，ac连接电路沈可包括电容器和电阻器的组合，其中所述电容器串联在光电探测器22和放大器 M之间，所述电阻器连接在光电探测器22和正电源端(即，dc电压)之间，用以在光电探测器22上维持合适的反向偏置。如果光电探测器22是SML探测器，ac连接电路沈可包括电容器和电阻器的组合，用以将光电探测器22生成的每个差分探测信号连接到放大器M 的对应差分输入中。为了调制光接收机20的整体频率响应，ac连接电路沈可进一步包括一个或多个电阻器，所述电阻器连接在放大器M的输入与电源或光接收机20的供电之间。 同样，如果光电探测器22是SML探测器，一个或多个电阻器可与放大器M的每个差分输入连接。当图IA和IB示出ac连接电路沈包括在光电探测器22和放大器M之间时，ac 连接电路26和放大器M可相互调换位置。相应地，在一些实施例中，光电探测器22与放大器M的输入连接，并且放大器M的输出与ac连接电路沈连接。现参见图2B，其中描绘的图形150示出了当在CMOS或SiGe BiCMOS中实施时图 IA和IB中示出的光电探测器22的典型光谱响应。曲线图150中，χ轴为频率，y轴为光谱响应(dB)。曲线图150上，通过相对低的幅度A1和高带宽&进行限定的曲线152代表了对应光电探测器22中漂移电流的快速响应。然而，如上所述，还可通过放大器M的有限带宽限制快速响应的带宽f2。曲线图150上，通过相对高的幅度A2和低带宽&进行限定的曲线154代表了对应光电探测器22中扩散电流的缓慢响应。曲线156是曲线152和154的数学和，而且因为光电探测器22中漂移和扩散电流的每一个对探测信号34的分量都有贡献，因此，曲线156代表的是光电探测器22的整体响应。当光电探测器22处接收的光数据信号32具有带宽频谱时，即当光数据信号32包含以与f2近似相等或高于f2的速率发送随机数据图样时的情况，例如，探测信号34由此产生的谱线将具有与曲线156代表的光电探测器22的整体响应相同或近似的特征。然而，应当理解的是，曲线156，像曲线152和巧4 一样，仅作示例，且可以不按比例绘制。如果ac连接电路沈包含在光接收机20中，可选择ac连接电路的电容值和电阻值以衰减由图2B中曲线IM代表的探测信号34的低频分量。例如，可选择电容值和电阻值以衰减探测信号34中出现的慢扩散电流，与光数据信号32的数据速率相比，所述探测信号34发生在低频处。然而，同时还将发生更快的漂移电流的衰减，其中所述漂移电流主要负责发送光数据信号32的编码数据分量。由于包含ac连接电路26，因此可同时衰减探测信号34的失真分量和数据分量。信号补偿电路观还用于恢复ac连接电路沈中由衰减导致丢失的数据分量的低频内容的一部分，从而重构在光电探测器22处初始接收的光数据信号32。还可以看出，信号补偿电路观既可对使用了反馈滤波器的ac连接也可对没有使用反馈滤波器的ac连接的效应进行补偿。返回参见图IA和1B，在一些情况中放大器M可是跨阻放大器(TIA)，所述跨阻放大器选择大的反馈电阻以获得高跨阻增益。结果是，由放大器M生成的放大探测信号36 相对来自光接收机20的一个或多个下游分量的噪声贡献是较大的，这将导致重构数据信号38通常具有良好的信噪比。然而，在增加跨阻增益的同时，大的反馈电阻器还可减少放大器M的有效带宽，所述带宽随反馈电阻器的尺寸反比变化，近似可由以下公式表示BW = -^-,(1)其中A。代表放大器M的开环增益，Cin代表输入到放大器M的等效电容，以及& 代表反馈电阻。增加开环增益A。可抵消由大反馈电阻器&的选择导致的带宽减少的一部分，但是如果不足相位裕度产生，也可导致增益在放大器M的频率响应中出现峰值。与反馈电阻器&并联的反馈电容器可消除或减少增益峰，但是也可导致进一步的带宽减少。另外，通过扩展放大器对的内部极点并因而增加放大器对的有效带宽的方式，可将负米勒电容并入到放大器M的内核中。内部极点的扩展还将增加放大器M的相位裕度， 从而在没有负面影响放大器M的整体稳定性的情况下增加开环增益A。。如图IA和IB所示，可配置信号补偿电路观，使其包括利用加法器40实施的判决反馈均衡器39、非线性元件42和反馈滤波器44，所述判决反馈均衡器39、非线性元件42和反馈滤波器44连接到一起以形成反馈补偿环45。非线性元件42可包括在反馈补偿环45 的前向分支中，并配置所述非线性元件42以通过由加法器40生成的补偿探测信号46的变换生成重构数据信号38。反馈滤波器44可包括反馈补偿环45的反向分支中，并配置所述反馈滤波器44以从重构数据信号38生成反馈补偿信号48。然后配置加法器40，以通过从放大器M提供的放大探测信号36减去反馈滤波器44提供的反馈补偿信号48，从而生成补偿探测信号46。可依据ac连接电路沈是否包含在光接收机20中以及根据非线性元件42的特定配置，对信号补偿电路观进行不同的配置。如以下将进一步解释的，在一些实施例中，可根据非线性元件42的特定配置，选择性地省去反馈滤波器44。也可依据ac连接电路沈是否包含在光接收机20，对信号补偿电路观进行不同的配置。放大探测信号既包括数据分量又包括失真分量，例如，由光电探测器22中生成的扩散电流的缓慢尾部分量导致的失真分量。为了根据由光电探测器22生成的探测信号34 重构光数据信号32，信号补偿电路观生成反馈补偿信号48以塑造放大探测信号36的失真分量。当在加法器40中从放大探测信号36减去反馈补偿信号48时，反馈补偿信号48 则用于消除放大探测信号36的失真分量。为了提供放大探测信号36的失真分量的准确复制，判决反馈均衡器39可实施转移功能，所述转移功能将光电探测器22的失真响应塑造成短脉冲光束。相应地，可将判决反馈均衡器39与正在塑造的光电探测器22的一个或多个操作特征相匹配，其中所述一个或多个操作特征将失真引入到探测信号34，并最后引入到放大探测信号36。能够直观地理解信号补偿电路的操作。可假定放大探测信号36由编码在光数据信号32内的连续比特图样表示，并且可假定反馈环中的任意瞬态基本上已建立，从而信号补偿电路28以稳态或近似稳态进行操作。如果反馈滤波器44已经适当地与光电探测器22相匹配，一旦信号补偿电路观建立并实现稳态，重构数据信号38将包括与初始编码在光数据信号32中的比特图样相同的比特图样。结果是，反馈滤波器44的输入(即，重构数据信号38)将是短脉冲信号序列的形式， 所述短脉冲信号序列密切对应于光电探测器22处接收到的脉冲序列。在反馈滤波器44中实施的转移功能塑造由短脉冲光束导致的放大探测信号36的失真分量时，反馈滤波器44 生成的输出信号(即，反馈补偿信号48)将针对编码在光数据信号32内的整个特定比特图样，有效地复制放大探测信号36的失真分量。通过使用加法器40将放大探测信号36与反馈补偿信号48进行比较，可以在补偿探测信号46中大幅消除放大探测信号36的失真分量。均衡器30可以是滤波器或其它信号处理元件，当均衡器30包括在光接收机20中时，对均衡器30进行配置以用于提供高频提升。例如，在一些实施例中，均衡器30可应用陆架滤波(shelf filtering)，从而使得放大探测信号36的高频分量相对低频分量是放大的。然而，在一些实施例中还可采用其它的或更复杂的滤波功能以提供具有高频提升的放大探测信号36。非线性元件42则可用于将补偿探测信号46塑形成方波图样以提供重构数据信号 38。在该方式中，重构数据信号38可以是有效的连续时间数字信号，然后可将所述重构数据信号38提供给模数转换器或其它数字元件，诸如简单的锁存器(未示出)，如有需要，可用于取样和转换成离散数字信号。可根据反馈补偿电路48的期望精度选择反馈滤波器44 的阶数。理论上而言，如果反馈滤波器44具有足够高的阶数并被设计为提供足够的精度以能实现失真的完全消除，可一并省去非线性元件42。这种情况可出现在，例如通过没有在非线性元件42中使用其它塑性的条件下已经实质上是理想脉冲串的补偿探测信号46进行指示。在该情况中，补偿探测信号46能够作为重构数据信号38直接提供(并因此还提供给反馈滤波器44的输入)。然而，在一些实施例中，包含非线性元件42可减轻对反馈滤波器44的阶数的要求，从而通常产生更简单和经济有效的实施。非线性元件42的量化功能还对信号补偿电路观更快的整体响应有贡献。如下文更多的描述，包含非线性元件42还可提供判决反馈均衡器39的校准和控制基础。现参见图3A，在一些实施例中，可使用信号量化器60实施信号补偿电路观以实现非线性元件42。信号量化器60可以是使用高增益比较器或诸如运算放大器的差分放大器实施的二进制(即，两级)量化器，配置所述差分放大器用于将补偿探测信号46与信号量化器60的二进制量化等级之间指定的某处的适合阈值等级进行比较。因此，当补偿探测信号46大于阈值等级时，可提拉信号量化器60的输出至高电压等级(S卩，等于正电源电压)， 当补偿探测信号46小于阈值等级时，可下拉信号量化器60的输出至低电压等级(即，等于负电源电压)。由此所得的补偿探测信号46的量化可生成作为脉冲串波形图样的重构数据信号38。一些实施例中信号量化器60还可包括其它电路元件，例如，用以提高信号量化器 60的频率响应。现参见图;3B，在一些实施例中，可使用滤波器70和滞回比较器72的组合替代实施信号补偿电路观以实现非线性元件42。如图4所示，滤波器70与加法器40的输出连接以接收补偿探测信号46并生成中间信号74。滞回比较器72然后与滤波器70的输出连接以从中间信号74生成重构数据信号38。滤波器70可以是具有通带的任意适合类型的滤波器，设计所述通带以在大幅压制失真分量过程中通过放大探测信号36的数据分量。例如， 在一些实施例中滤波器70可以是高通滤波器。滞回比较器72的功能与信号量化器60类似，但是在滞回比较器72中实施输入-输出滞回方面优于信号量化器60。依据输入-输出滞回，当中间信号74升高高于第一阈值等级时，可提拉滞回比较器72的输出至高电压等级(即，等于正电源电压)，当中间信号74降落低于第二阈值等级时，可下拉滞回比较器72的输出至低电压等级(即，等于负电源电压)，其中所述第二阈值等级与第一阈值等级不同并通常小于第一阈值等级。如果在朝上和朝下方向中都使用通常的阈值等级，即为信号量化器60中的情况，然后比较器输入上的小电压振荡(例如，由随机噪声导致)将导致信号量化器60的输出上低电压等级到高电压等级的快速转变。然而，可通过根据输出的电流态指定两个不同的输入阈值等级来防止这种情况的发生，如滞回比较器72中但不是信号量化器60中所完成的。在该方式中，滞回比较器72的性能可能优于信号量化器60的性能。现参见图3C，在一些实施例中，可使用滤波器70和滞回比较器72的组合替代实施信号补偿电路观以实现非线性元件42，但是没有使用反馈滤波器44。相应地，反馈补偿环 45包括反馈滤波器44，而且加法器40可从信号补偿电路观省去。当省去加法器40后，放大探测信号36直接通过至滤波器70的输入，所述滤波器70仍然可以是具有通带的任合适类型的滤波器(例如，高通滤波器)，设计所述通带以在大幅压制失真分量过程中通过放大探测信号36的数据分量。在其它替代实施例中，其中光接收机20包括ac连接电路沈， 还可省去滤波器70而保留滞回比较器72。图3C所示的信号补偿电路观的其他功能与图 3B所示的配置相类似，这里不再具体描述。现在参见图4A和4B，可以以信号补偿电路观中生成的或其上运行的各种不同信号的频谱和时域波形的形式进一步理解如图3B或3C所示的信号补偿电路观的运行。在图4A中示出了曲线图250，曲线图250示出了近似于各种不同信号频谱的直线。曲线图250 上的曲线156代表放大探测信号36的频谱，它与图2B中示出的曲线图150上的曲线156 相同。曲线257代表中间信号74的频谱。曲线258代表重构数据信号38的频谱。还应理解，曲线156、曲线158和曲线258中使用的近似直线仅仅是为了说明的目的。如上所述，滤波器70可以是任意合适类型的具有如下通带的滤波器，该通带被设计为通过放大探测信号36的数据分量，同时大幅抑制失真分量。因此，在一些实施例中，滤波器70可以是高通滤波器，它的截止频率大致定位用于通过放大探测信号36的快速高频分量(由图2B中的曲线152代表)，同时抑制放大探测信号36的慢速低频分量(由图2B 中的曲线IM代表)。对于包含ac连接电路沈的光接收机20的实施例，除了或替代滤波器70，可以配置ac连接电路沈来抑制放大探测信号36的慢速低频分量。因此，有时可以在信号补偿电路观中去掉滤波器70。当放大探测信号36具有曲线156表示的频谱而导致中间信号74具有曲线257近似的频谱时，将高通滤波器特征施加于补偿探测信号46(如图;3B所示)或放大探测信号 36(如图3C所示)。理论上中间信号74具有宽频谱，相当于重构数据信号38的宽频谱(由曲线258表示)，包含低频和高频分量。但是，因为滤波器70和ac连接电路26 (若包含) 都不能在本质上区分放大探测信号36的数据和失真分量，当抑制放大探测信号36的慢速低频分量时，除了对失真分量的抑制，还会发生一些数据分量的低频衰减(这种衰减由曲
15线图250上的区域259代表)。可以在信号补偿电路观中使用非线性元件42和反馈滤波器44以有效地恢复数据分量的一部分丢失的低频内容，例如通过经由中间信号74的量化生成重构数据信号38，有时，利用输入-输出滞后。当滞后比较器72足以恢复数据分量丢失的低频内容时，可以省略图3C中所示的反馈滤波器44。否则，信号补偿电路观还可以如图所示包含反馈滤波器44。在图4B中，示出了曲线图350，曲线图350以频谱形式示出了图4A中各种信号的时域波形。曲线图350上的曲线356是放大探测信号36的近似时域表示。曲线357是中间信号74的近似时域表示。曲线358是重构数据信号38的近似时域表示。可以从图4B 中看出，放大探测信号36具有脉冲串波形的形状，该波形编码特定比特位图样，但是显示出由光电探测器22中生成的慢扩散电流导致的大量失真。另一方面，重构数据信号38编码了没有大量失真的、与放大探测信号36相同的比特位图样。明显地通过放大探测信号36的快速高频分量，滤波器70生成了中频信号74，中频信号74具有放大探测信号36的每个上升(低-高)沿的正向脉冲和放大探测信号36的每个下降(高-低)沿的负向脉冲。与失真导致的扩散电流相比，光电探测器22生成的漂移电流趋向于在所接收的光脉冲的开始高速增长，并在所接收的光脉冲的结尾快速衰减。然后，滞后比较器72生成重构数据信号38，当中频信号74出现跨越第一阈值电平的正向脉冲时，重构数据信号38的方波从低切换到高，且随后当中频信号74中出现跨越第二阈值电平的负向脉冲时，重构数据信号38的方波从高切换到低，。经过这个过程，可以在没有明显失真的重构数据信号38中恢复放大探测信号36的数据分量中出现的低频内容(随后被滤波器70衰减)。现在参见图5，在一些实施例中，可以利用多个分量滤波器SO1……80n来实施信号补偿电路观以实现反馈滤波器44。多个分量滤波器SO1……80N可以包含在反馈补偿回路 45中的非线性元件42的输出与加法器80的对应输入之间，使得多个分量滤波器SO1…… SOn中的每个分量滤波器都以并联配置连接到一起。多个分量滤波器SO1……80N中的每一个还可以被配置为分别生成多个分量反馈补偿信号中各自的分量反馈补偿信号，这些分量反馈补偿信号在加法器82中合成以便整体生成方块补偿信号48。尽管图5中示出的加法器82表现为独立的元件，但应该理解，加法器82还可以替代地与加法器40合为一体，使多个分量滤波器SO1……80n各自的输出直接接入加法器40。因此，在一些实施例中，反馈补偿信号48可以在加法器40中隐蔽地生成。可以总体配置多个分量滤波器SO1……80n以匹配光电探测器22的一个或多个操作特征，这些操作特征由信号补偿电路观补偿。例如，可以设计多个分量滤波器SO1…… SOn集体共同模拟单个滤波器(例如图IA和IB所示的反馈滤波器44)，该单个滤波器被设计为复制放大探测信号36的失真分量。另外，失真分量可能是由光电探测器22的一个或多个操作特征导致的，例如与CMOS或SiGe BiCMOS光电探测器相关的慢扩散电流。例如， 多个分量滤波器SO1……80n中的每个独立分量滤波器可以是由dc增益和时间常数限定的单极(即一阶)低通滤波器。多个分量滤波器SO1……80n的dc增益和时间常数还可以相互不同，使得多个分量反馈补偿信号SO1……80n中的每个分量反馈补偿信号可以共同提供贡献给反馈补偿信号48。替代地，多个分量滤波器80Γ80Ν中的一个或多个可以是具有多于1极的更高阶滤波器。
多个分量滤波器SO1……80,中的单独分量滤波器的数量还可以根据所期望的信号补偿电路观的复杂度和精确度变化。增加多个分量滤波器SO1……80,中的单独分量滤波器的数量，可能导致多个分量滤波器80Γ80Ν更匹配光电探测器22的失真响应，并导致反馈补偿信号48更精确地复制放大探测信号36的失真分量。但是，增加的光接收机20的复杂度和体积将与信号补偿电路观的优越性能进行折衷。有时，可以在多个分量滤波器 SSO1……80n中使用三到五个分量滤波器；但是，在信号补偿电路观的其他实施例中，还可以使用其他数量的分量滤波器。而且，多个分量滤波器SO1……80n中单独分量滤波器的数量可以根据光接收机20的其他分量所提供的失真补偿的程度进行变化。例如，若光电探测器22是SML探测器，那么可以减少包含在多个分量滤波器SO1……80n中的分量滤波器的数量，因为SML探测器配置自己提供了对扩散电流的部分抑制。在光接收机20包含ac连接电路沈且ac连接电路沈用于抑制光电探测器22生成的低频扩散电流的实施例中，也可以减少包含在多个分量滤波器80Γ80Ν中的分量滤波器的数量。回到图2A，曲线52示出了光电探测器22对短脉冲光的典型响应，该短脉冲光可以被分为由不同时间常数表征的不同区间。可以配置判决反馈均衡器39的反馈补偿回路 45中包含的多个分量滤波器SO1……80N，使得单独分量滤波器与曲线52的不同部分或特征匹配。通过提取用于表征曲线52的该部分的dc增益和时间常数与曲线52，可以在区间 56使第一分量滤波器(例如SO1)与曲线52的快速尾部分量相匹配，并根据这些参数设计合适的低通滤波器，尽管第一分量滤波器SO1并不必须具有单极。下面将要详细描述，在区间56用于表征曲线52的增益和时间常数可以通过利用非常慢的数据速率测试信号离线测试光接收机20来提取，以便整体捕捉曲线52而不具有脉冲间失真，并用于频率分析。当曲线52在区间56被表征后，还可以考虑放大器M的带宽限制。然后，可以利用同样的的常用途径来设计多个分量滤波器SO1……80N中的其中分量滤波器(例如SO2……80n)。仅仅在曲线52的快速部分占首要地位的放大器带宽限制在此可以忽略。由于多个分量滤波器 SO1……80N中的每个单独分量滤波器的输出在加法器82 (或替代地在加法器40中)相加， 通过设计每个分量滤波器使其分别匹配曲线52所代表的光电探测器22的响应整体的不同部分，光电探测器22的失真响应可以被一块一块地或一个分量一个分量地合成。典型地，第一分量滤波器SO1的dc增益大于其他分量滤波器SO2……80N(若有的话)的dc增益。第一分量滤波器SO1的时间常数通常小于其他分量滤波器SO2……80N(若有的话)的时间常数。从图2A可以看出，曲线52在tl和t2间下降到通常高度的大约20%， tl到t2之间相对于t2之后出现的长尾部的长度来说是一个相对简短的区间。因此，在区间56时曲线52的衰减速率相比而言相当快。直观地，在区间56中出现的用于合成部分曲线52的快速极点在区间58中几乎不起作用，除了大的dc增益，这是因为由于它的快速衰减，该快速极点在整个区间58基本上是零值。另外，通过保持这些一个或多个其他极点的 dc增益相对较小，一个或多个在区间58中用于合成部分曲线52的其他慢速极点在区间56 几乎不起作用，除了具有慢速衰减。可选地，多个分量滤波器SO1……80N还可以被设计为具有位于用于表征区间56的小时间常数和用于表征区间58的大时间常数之间的中间极点， 从而在区间56到58之间的转换区间内提供对曲线52更佳地模拟。因此，在合理的误差程度内，多个分量滤波器SO1……80N中的单独的分量滤波器可以被设计为相互独立。但是，如下面将要详细描述的，考虑光接收机20的不同操作特征，例如温度、分量老化和数据速率，还可以将反馈控制纳入信号补偿电路观中以调节多个分量滤波器SO1……80n的特征(即 dc增益和时间常数)，以便得到更好的信号补偿电路观的整体性能。多个分量滤波器SO1……80n通常不限于只包含一阶滤波器，而可以包括一个或多个高阶分量滤波器，除了或替代图5所示的单极滤波器。例如，被设计为匹配曲线52的快速尾部分量的第一分量滤波器SO1可以是更高阶滤波器，而被设计为匹配曲线52的慢速尾部分量的一个或多个其它分量滤波器SO2……80n分别可以是一阶滤波器。但是，在其它实施例中，其它配置也是可行的。另外，应该理解，在一些情况下，更高阶滤波器可以基于更高阶滤波器中极的数量与一个或多个一阶滤波器等效实施。如下面将要详细解释的，仅仅或大多利用单极滤波器来实施多个分量滤波器801便于对多个分量滤波器SO1……80N中包含的单独滤波器的dc增益和时间常数提供更简单的控制。现参见图6A和6B，依据实施例描述信号补偿电路观，其中所述实施例中不同设置和类型的滤波器用于实施多个分量滤波器SO1. . . 80N。图6A中，将多个分量滤波器SO1. . . SOn 中的每个描绘为具有低通特性的单极、连续时间滤波器。图6B中，将第一分量滤波器SO1描绘为更高阶的、有限脉冲响应数字滤波器，同时将其它的多个分量滤波器802. . . 80n描绘为单极连续时间滤波器。由于光电探测器22所生成的慢扩散电流，其中所述慢扩散电流将导致图2的曲线52中出现特征长尾，数字化地实施多个分量滤波器SO1. . . SOn中的每个单个分量滤波器(既可作为有限脉冲响应滤波器也可作为无限脉冲响应滤波器)将导致过度复杂的滤波器设计。换句话说，曲线52尾部分量尤其长的长度将要求非常慢和非常庞大的数字滤波器设计，因为需要一定数量的非常高阶的滤波器，或者，因为需要非常大的数量的低阶滤波器。因此，转而使用连续时间配置实施多个分量滤波器SO1. . . 80,是方便的，如图6A 所示，例如基于制备在半导体基板上的可控电阻器-电容器(RC)网络。另外，如图6B所示，可数字化地实施第一分量滤波器SO1,同时可使用连续时间配置实施其它分量滤波器802. . . 80n。因为与匹配曲线52的缓慢尾部分量的其它分量滤波器 SO2. . . SOn的相对缓慢的极点相比，第一分量滤波器SO1具有匹配曲线52的快速尾部分量的相对快速的极点，对于第一分量滤波器SO1而言，滤波器的体积和复杂性可能不是一个重要的考虑因素。因此，可方便地数字化实施第一分量滤波器SO1以利用数字滤波器的一些性能优势，但是其它分量滤波器802. . . 80n并不如此。例如，数字滤波器不易受分量公差和非线性以及类似于温度的操作或环境条件的影响。因为数字滤波器将滤波器系数存储在存储器中，相对于实现使用滤波器分量的系数，数字滤波器比连续时间滤波器还更稳定。如果滤波器阶数能保持适当的低，由此，数字滤波器在实施多个分量滤波器SO1. . . SOn中的至少第一分量滤波器SO1方面优于逻辑滤波器。然而，如此处所描述的，与逻辑滤波器有关的相对劣势优选是与非常高阶的数字滤波器有关的体积和缓慢的计算性能。还应知悉的是，图6A 和6B中清楚示出的排列组合仅用作示范，其它的用于实施多个分量滤波器SO1. . . SOn的排列组合也是显而易见的，不管是滤波器类型还是阶数。现参见图7，其中描绘了数字HR滤波器180的举例实施，可在一些实施例中使用所述数字HR滤波器180以实施包括在判决反馈均衡器39的反馈补偿环45中的多个分量滤波器80” · · 80N中的至少一个。数字FIR滤波器180包括多个时钟触发器182” · · 182N、 多个混合器18知..184n以及加法器186。如果描述的，可以级联形式设置多个触发器 182!. . . 18 并通过常规的时钟信号elk驱动它们。通过接收重构数据信号38到第一触发
18器18 中，多个触发器182。. . 18 充当渐进延迟台阶(a progressive delay stage)。因此，相对于二进制参考时间，第一触发器182i可有效地代表延迟了一个时钟循环的重构数据信号38，第二触发器18 可有效地代表延迟了两个时钟循环的重构数据信号38，以此类推，使得第N个触发器的输出可有效地代表延迟了 N个时钟循环的重构数据信号38。当重构数据信号38为有效的数字信号的连续时间表示时，多个触发器182” . . 18 的输出可本质上与重构数据信号38相等，但是延迟了对应数量的时钟循环。多个触发器182” . . 18 中单个触发器的数量还与数字FIR滤波器180的阶数有关。如此处所描述的，为了精确匹配曲线52的缓慢尾部分量，数字HR滤波器180的阶数可从一到数百之间取值。多个混合器18、. . . 184n分别与多个触发器182” . . 18 的输出连接，除了混合器18、可与触发器18 的输入连接以接收没有延迟的重构数据信号38。可分别给混合器 1840. . . 184,提供系数Iv . . hN以生成多个触发器182” . . 18 的加权输出，所述加权输出在加法器186中叠加到一起并作为多个分量反馈补偿信号48” . . 48n中的某个分量反馈补偿信号4 输出(图7中示出的针对多个分量滤波器SO1. . . SOn中任意数量或全部单个分量滤波器的配置，可用在不同的实施例中)。可基于所需的数字FIR滤波器180的性能特性 (例如，阶数、增益、频率响应)计算系数tv.. hN。可选地，还可在输出之前或之后对分量反馈补偿信号4 进行平滑。现参见图8，其中描绘了连续时间HR滤波器观0的示范实施，可在一些实施例中使用所述连续时间HR滤波器观0以实施包括在反馈补偿环45中的多个分量滤波器 SO1. . . SOn中的至少一个。连续时间HR滤波器280在配置上与图7中描绘的数字FIR滤波器180类似，但是以连续时间进行实施。相应地，连续时间HR滤波器280包括多个延迟元件^2” . . 、多个混合器观知..284n,以及加法器观6。再次级联多个延迟元件 ^2^.. 以时间间隔τ渐进延迟第一延迟元件内接收的重构数据信号38。例如， 多个延迟元件可以是具有与间隔τ相等的相关端到端延迟的微传输线，尽管用于实施多个延迟元件^2” . . 282n的延迟元件的其它类型和配置是显而易见的。如图7中所示，多个混合器观4。. . . 284n可分别与延迟元件^2” . . 282n的连接，以通过加法器观6中叠加的合适计算的系数彻...aN限定重构数据信号38的延迟版本。还可在加法器286的输出处对分量反馈补偿信号4 应用平滑。现参见图9，其中示出了无限脉冲响应(IIR)数字滤波器380的举例实施，可在一些实施例中使用所述无限脉冲响应(IIR)数字滤波器380以实施包括在反馈补偿环45中的多个分量滤波器SO1. . . 80N中的至少一个。数字IIR滤波器380在配置上与图7中示出的数字FIR滤波器180和图8中示出的连续时间HR滤波器280不同，表现为滤波器输出 (即，分量反馈补偿信号48n)将反馈回以提供给数字UR滤波器380无限长的时间脉冲响应。相应地，数字UR滤波器380包括如图9中所示的连接的多个触发器382” . . 38 、多个混合器3840· · · 384n、以及多个加法器386” · · 386NO多个加法器386” · · 386N与多个触发器382” . . 38 交替级联，并分别与多个混合器384” . . 384N的输出连接。通常的时钟信号 elk用于触发多个触发器382” . . 38 ，以及将滤波器系数Cl1. . . dN提供给多个混合器384广· 384n。将重构数据信号38提供给由最后的触发器38 和最后的加法器38 组成的最后一对。在所示的设置中，数字UR滤波器380的当前输出可等于数字IIR滤波器380前面的输出值与重构数据信号38的加权求和。同样地，可设计滤波器系数Cl1. . . dN以提供具有所需性能特性的数字IIR滤波器380。例如，可设计滤波器系数Cl1... dN使得数字IIR滤波器 380与光电探测器22的一个或多个操作特征相匹配，以及使得多个分量滤波器SO1. . . 80,的整体响应精确估计由光电探测器22的操作特征引入的放大探测信号36的失真分量。现参见图10，其中示出了连续时间无限脉冲响应(IIR)滤波器480的举例实施， 可在一些实施例中使用连续时间无限脉冲响应(IIR)滤波器480以实施包括在反馈补偿环 45中的多个分量滤波器801. . . 80N中的至少一个。可例如使用LCR网络488实施连续时间 IIR滤波器480。通过合适的分量选择和LCR网络480配置，连续时间UR滤波器480可实施下面形式的一些任意响应，
_bMsM ++ ...+ blS + b0nKs)- νn-i +r, + r
CNS + cAT-I^ + …+CrS1+C。。(2)同样地，可设计滤波器系数b0. . . bM和cO. . . cM以及用于实施LCR网络488的各种集总电路元件(电阻器、电容器、电感器等)，以提供具有所需性能特征的连续时间HR滤波器480，例如，用以将光电探测器22的一个或多个操作特征或光电探测器22的响应与光束的短脉冲相匹配。在一些实施例中，RC网络可替代LCR网络488进行使用。图9和10中描绘的任一类型的UR滤波器对于补偿放大探测信号36的失真分量的缓慢尾部部分是有效的。如前面所提及的，一些可用作相同的目的FIR滤波器由于失真分量的缓慢尾部部分的极端长度(反映了光电探测器22中的缓慢扩散电流)而具有过度的复杂性和体积。然而，图7-10中描绘的任意滤波器实施可在一些实施例中适合于主要补偿放大器M的频率特征和光电探测器22中漂移电流导致的失真分量的快速部分。因为失真分量的快速尾部分量通过与缓慢尾部分量相比较小的时间常数进行表征，滤波器的复杂性不再是问题。HR或FIR的任一一个以及数字或连续时间类型的滤波器都是合适的。现参见图11，其中示出了信号补偿电路1 的举例实施，所述信号补偿电路1 采用控制模块90以配置信号补偿电路1 用以匹配光电探测器22的响应。信号补偿电路128 类似于图1中描绘的信号补偿电路观，例如但是进一步包括控制模块90。信号补偿电路观和信号补偿电路1 通用的元件在此处将不做详细描述。在光接收机20中省去ac连接电路26的实施例中，控制模块90可用于调整信号补偿电路1 的一个或多个参数，使得判决反馈均衡器39匹配并由此有效地补偿导致探测信号34和放大探测信号36失真的光电探测器22的一个或多个操作特征。例如，控制模块90可配置反馈滤波器44以复制由光电探测器22中生成的慢扩散电流导致放大探测信号36的失真分量。判决反馈均衡器39的配置还包括光接收机20的操作温度和/或电源电压、光数据信号32的数据速率或接收信号幅度、光电探测器22的操作、物理特征(例如，几何形状、半导体惨杂浓度)、以及组件老化。 在一些实施例中，控制模块90还可用于配置非线性元件42。例如，如果滞回比较器包括在非线性元件42中，控制模块90可调整滞回比较器72的第一(朝上)和第二(朝下)阈值等级中的一个或两个。然而，在ac连接电路沈包括在光接收机20的实施例中，可采用控制模块90的替代反过来配置判决反馈均衡器39，或者在一些情况中根本没有控制模块90。控制模块90可与加法器40的输出连接以接收补偿探测信号46作为控制输入，并且还可与反馈滤波器44连接以作为输出提供一个或多个控制值给反馈滤波器44。如下文中更加详细的描述，比特频率信号P还可提供给控制模块90。当信号补偿电路1 密切匹配光电探测器22的响应时，反馈补偿信号48应当精确复制放大探测信号36的分量，所述分量代表由光电探测器22的一个或多个操作特征导致的失真。通过从放大探测信号36中减去反馈补偿信号48，补偿探测信号46应当还具有大致的方波波形图样。如果已经完全补偿放大探测信号36的失真分量(理想情况下将导致完美的方波波形图样)，补偿探测信号 46的dc分量(及，它的平均值)将通常与理想方波波形图样的幅度以及光数据信号32的比特分布有关。平衡的比特分布例如将产生理想的方波波形，其中所述理想的方波波形具有与它的幅度的一半相等的dc分量。另一方面，如果没有完全补偿放大探测信号36的失真分量，补偿探测信号46将不会获得理想的方波波形。补偿探测信号46的dc分量则不会只与理想的方波波形的幅度和光数据信号32的比特分布ρ有关。保留在补偿探测信号46中的未补偿的失真将dc分量从它的预期(或参考)水平向上或向下倾斜。补偿探测信号46的测量dc分量与参考dc 分量等级的比较可由此指示由信号补偿电路128提供的补偿量是否充足。当补偿量不够充足时，则可离线(例如，人工地)或在线(使用反馈控制)调整判决反馈均衡器39以影响所提供的补偿量。相应地，控制模块90可包括如图11中所示的dc提取器92、直流(dc)参考信号发生器94以及加法器96，以生成补偿误差信号98，所述补偿误差信号98代表了补偿探测信号46中保留的未补偿的失真。为了接收补偿探测信号46，dc提取器92和dc参考信号发生器94的每个可与加法器40的输出连接。配置dc提取器92以测量补偿探测信号46的 dc分量。例如，dc提取器92可包括低通滤波器、积分器或将知悉的适于dc分量测量的一些其它分量。则可将dc提取器生成的测量dc分量提供给加法器96，以用于与dc参考信号发生器94生成的参考dc分量进行比较。dc参考信号发生器94可包括峰值探测器100和与峰值探测器100的输出连接的定标器102。可配置峰值探测器100以生成代表补偿探测信号46的包络信号。例如，峰值探测器100可包括快速追踪和保持电路或将知悉的适于追踪包络的一些其它元件。假定放大探测信号36的失真分量本质上完全补偿，补偿探测信号46实质上将是脉冲串，而且由峰值探测器100生成的包络信号应当近似为与脉冲串中单个脉冲的高度或幅度相等的常数。 通过将峰值探测器100生成的包络信号与比特分布ρ相乘，定标器102生成理想情况下的参考dc分量，在所述理想情况中补偿探测信号46是完全补偿的。例如，如果脉冲串中高电压(数字“1”)比上低电压(数字“0”)的分布近似为0.5，则补偿探测信号46的dc分量将近似为脉冲串的包络高度的一半。通常，如果高电压比上低电压的分布等于Ρ(0<ρ<1)， 则通过比特分布对包络信号进行的定标可用于指定对应于失真分量的完全补偿的参考dc 分量。加法器96与dc提取器92以及dc参考信号发生器94连接以对补偿探测信号46 的测量和参考dc分量进行比较。通过比较生成的补偿误差信号98指示失真补偿的有效性。 当补偿误差信号98等于零时已获得最佳补偿。相应地，测量dc分量等于或近似等于参考 dc分量指示实质上已消除了放大探测信号36的全部失真分量。然而，当补偿误差信号98 大于零时，指示失真分量中的一部分还没有被补偿，因为补偿探测信号46的测量dc分量高于预期。因为曲线52的缓慢尾部分量可主要包含低dc电压，未补偿的失真引入额外的dc 电压，并且将补偿探测信号46的测量dc分量向上倾斜到预期参考等级以上。同样地，当补偿误差信号98小于零时，指示失真分量已经过补偿了。补偿探测信号46的测量dc分量低于预期的事实指示通过反馈补偿信号48消除了放大探测信号36中不是失真分量的一部分数据分量。该方式中补偿误差信号98的符合和幅度可代表对判决反馈均衡器39进行调整的类型和程度，需要进行所述调整以更密切地匹配光电探测器22的响应。滤波器控制器104可包括在控制模块90中并与加法器96的输出连接以接收补偿误差信号98作为输入。可配置滤波器控制器104以使用补偿误差信号98作为用于控制反馈滤波器44的误差信号，直到获得放大探测信号36的最佳补偿。相应地，可使用补偿误差信号98来调整反馈滤波器44的一个或多个参数，直到反馈滤波器44的响应匹配光电探测器22的响应(这个通过补偿误差信号98基本为零值来指示)。例如，如果反馈滤波器44 包括分立的多个滤波器(例如，图5中描绘的多个分量滤波器SO1. . . 80N)，可依据补偿误差信号98控制多个分量滤波器SO1. . . SOn的dc增益和/或时间常数。多个分量滤波器801……80N中的单独分量滤波器的dc增益和时间常数可以通过对光接收机20的离线测试进行预表征，以便匹配光电探测器22的响应。例如，可以向光电探测器22提供数据速率非常低的测试信号。若该测试信号中的独立脉冲相距充足的时间间隔，那么光电探测器22对一个脉冲的响应，例如得到的长尾部分量，将不干扰随后脉冲的接收而生成的波形。然后，可以利用例如傅里叶变换或曲线拟合算法针对其频率内容对光电探测器22的全部响应，包括与单脉冲相关的响应，进行采样和分析。光电探测器瞬态响应的不同部分也可以被分为窗口，使得整体瞬态响应的不同部分在分析dc增益和/或时间常数的计算时是隔离的。一旦光电探测器22的响应以这种方式表征，那么可以根据计算的dc增益和/或时间常数设计反馈滤波器44 (或等效于多个分量滤波器801……80N)以便匹配。但是，由于光电探测器22的响应可能依赖于不同操作或环境条件，在上文已列出，为反馈滤波器44或多个分量滤波器801……80N的dc增益和/或时间常数计算的预表征值在光接收机20的整个操作或环境条件范围内可能不被接受。因此，在一些实施例中， 控制模块90初始化多个分量滤波器801……80N中的单独分量滤波器至它们的预表征滤波器参数(即dc增益和/或时间常数)，以及若需要，在光接收机20的操作后利用补偿误差信号98调节滤波器参数以便保持反馈滤波器44(或多个分量滤波器801……80N)与光电探测器22的响应之间的良好匹配。为此，可以在滤波器控制器104中实施合适的增益控制器，有时，对反馈滤波器44 (或多个分量滤波器801……80N)的每个参数的这种增益控制器进行控制。若利用明确提供了滤波器系数的滤波器配置实施反馈滤波器44(或多个分量滤波器801……80N)(例如，使用数字HR滤波器180、连续时间HR滤波器280或数字UR滤波器380其中一个)，滤波器控制器104可以包括被配置为根据补偿误差信号98计算该类型滤波器的各自滤波器系数的处理器或微控制器。例如，处理器或微控制器可以利用对补偿误差信号98的反馈控制直接确定并提供这些滤波器系数，或者可以利用补偿误差信号 98来调节预存储的初始滤波器系数。若利用半导体基板上形成的LCR网络488或RC网络(例如利用连续时间UR滤波器480)来实施反馈滤波器44 (或多个分量滤波器801……80N中的一个)，滤波器控制器 104可以进一步包括用于控制RC网络频率特征的合适的执行器。例如，LCR网络488或RC 网络可以包括可变的、压控的电阻器和电容器。然后滤波器控制器104可以包括开关转换器或一些其他可控电源，以便提供控制电压给可变电阻器和电容器。替代地，LCR网络488 或RC网络可以包括多个排布在开关网络中的不同的预设电阻器和电容器，以便提供控制。 根据施加于开关网络的控制信号，可以选择不同的电阻器-电容器组合，从而调节RC网络的参数。每种方法中，都可以再次控制dc增益和时间常数中至少一个，以便根据补偿误差信号98调节所提供的失真补偿的量。现在参见图12，示出了控制模块190的示范性实施，它可以用于信号补偿电路128 中，作为图11中所示控制模块90的替代，它是利用将加法器106与信号量化器60的每个输入和输出连接以计算重构数据信号38与补偿探测信号46之间的差从而生成补偿误差信号98的。如上所述，当决议反馈均衡器39适当地与光电探测器22匹配时，且因此提供对放大探测信号36的失真分量的完整或近似完整的补偿时，理论上补偿探测信号46应该精确地等于重构数据信号38。因此，补偿探测信号46和重构数据信号38之间由于非线性元件42的量化而产生的差，也可以提供对反馈补偿信号48如何有效地消除放大探测信号36 的失真分量的测量。除了如何生成补偿误差信号98以外，控制模块190的功能与图11中描述的控制模块90的功能相似。现在参加图13，示出了控制模块四0的示范性实施，它可以用于信号补偿电路1 中，分别作为图11和12所示控制模块90和控制模块190的替代。在控制模块290中，可以利用来自辅助量化器108的反馈生成补偿误差信号98，辅助量化器108与信号量化器60 相同，但是被配置用于操作可高效调节的量化器阈值。在加法器110中增加小幅偏移电平后，补偿探测信号46被提供给辅助量化器108。通过该小幅电平升高或降低补偿探测信号 46可以在辅助量化器108的量化阈值中模拟相应的偏移。量化器控制器112可以被配置用于联合基于辅助量化器108的输出信号114和信号量化器60生成的重构数据信号38，来生成提供给加法器110的偏移电平以及提供给滤波器控制器104的补偿误差信号98。滤波器控制器104的功能如同参考图11和12所描述的。辅助量化器108生成的输出信号114具有脉冲列车波形，类似于但不必等同于信号量化器60生成的重构数据信号38。输出信号114与重构数据信号38的不同波形可能是由于辅助量化器108的高效可变量化阈值导致的。当放大探测信号36的失真分量都被补偿后(得到理论上完美的方波)，辅助量化器108的阈值可以在很大范围内变化，但是仍然产生波形大致与重构数据信号38相同的输出信号114。若补偿探测信号46具有近似理想方波，由于电平转换期间波形的相对快速变化，波形中高低电压电平之间的极快转换将几乎同时穿过不同量化阈值。但是，若补偿探测信号46具有可观的未补偿失真分量，导致电平转换期间波形相对慢速的改变，那么将不会发生上述情况。通过观测响应辅助量化器108 中的偏移电平而生成的输出信号114被可控地进行扫描，量化器控制器112可以确定辅助量化器108保持输出信号114大致等于重构数据信号38时偏移电平的范围。根据随条件而变的偏移电平的范围，量化器控制器112可以生成并提供补偿误差信号98给滤波器控制器104以反映失真消除的无效。当设置了控制模块290且完全补偿了放大探测信号36的失真分量后，量化器控制器112可以减少补偿误差信号98至接近零，以保持反馈滤波器44 维持在当前配置。现在参见图14，示出了图表，该图标描述了在测试本文所描述的光接收机20的实施例时得到的一些实验结果。在实验结果中，CMOS实施例与集成在光接收机中所有电路周
23围的相同管芯上的光电探测器一起使用。利用共阳极模式的反向偏置二极管来实施光电探测器，并暴露于其上的输入光信号。互阻放大器与并入放大器核中的负米勒电容器一起使用以扩展其带宽。使用RC高通滤波器来抑制集成CMOS光电探测器产生的探测信号的失真分量，在RC高通滤波器后使用滞后比较器来恢复数据分量中丢失的低频内容。在测试中， 光接收机中没有使用反馈滤波器或加法器，与图3C所示的光接收机20的实施例类似。在测试中使用的输入光信号是在850nm波长和2. 5Gbps数据速率进行发射的。图14中的平面图示出了光接收机20响应多(ibps输入数据图样生成并输出的数百随机数据序列的叠加(例如对应于重构数据信号38)。叠加中可清晰描述的高和低逻辑电平表示光接收机20在测试下能够补偿集成光电探测器中的失真并因此成功重构输入数据图样。具体地，但是不用于限制，实验结果说明，光接收机20在测试下如何能够消除光电探测器中生成的慢扩散载体导致的光电探测器响应的慢尾部分量，而不反过来影响发射数据图样。尽管展示了本文中一个特定实施例的光接收机20中产生的实验结果，但应当理解，这些实验结果不能以任何方式限制本文所述实施例的范围。尽管以上描述提供了各种实施例的例子和特定细节，但应当理解，所描述实施例的一些特点和/或功能允许在不脱离所述实施例范围的情况下进行修改。本文中的具体实施例仅仅用于说明本发明，本发明的范围仅仅由上述权利要求的语言限定。
权利要求
1.一种光接收机，其特征在于，包括光电探测器，用于生成代表在所述光电探测器处接收的光数据信号的探测信号，所述探测信号具有由所述光电探测器的操作特征导致的失真分量；放大器，用于放大所述探测信号以生成放大探测信号；以及信号补偿电路，用于根据所述放大探测信号生成重构数据信号，所述信号补偿电路包括与所述光电探测器的操作特征匹配的判决反馈均衡器，以抑制所述重构数据信号中探测信号的失真分量。
2.根据权利要求1所述的光接收机，其特征在于，所述光电探测器的操作特征包括所述光数据信号在所述光电探测器中导致的扩散电流。
3.根据权利要求1所述的光接收机，其特征在于，所述判决反馈均衡器包括加法器，配置用于通过从所述放大探测信号减去反馈补偿信号来生成补偿探测信号；非线性元件，与所述加法器连接以根据所述补偿探测信号生成所述重构数据信号；以及至少一个滤波器，连接在反馈补偿回路中的所述非线性元件和所述加法器之间，以基于所述重构数据信号生成所述反馈补偿信号，配置所述至少一个滤波器以塑造所述光电探测器的操作特征，使得通过所述反馈补偿信号复制所述探测信号的失真分量。
4.根据权利要求3所述的光接收机，其特征在于，所述非线性元件包括信号量化器。
5.根据权利要求3所述的光接收机，其特征在于，所述非线性元件包括高通滤波器和连接所述高通滤波器的滞回比较器。
6.根据权利要求3所述的光接收机，其特征在于，所述判决反馈均衡器包括多个滤波器，所述多个滤波器并联连接在所述反馈补偿回路中的所述非线性元件和所述加法器之间，配置所述多个滤波器的每个以提供各自部分的所述反馈补偿信号。
7.根据权利要求6所述的光接收机，其特征在于，所述多个滤波器的每个是单极连续时间滤波器。
8.根据权利要求6所述的光接收机，其特征在于，所述多个滤波器包括至少一个数字滤波器和至少一个连续时间滤波器，配置所述至少一个数字滤波器以补偿快失真分量，以及配置所述至少一个连续时间滤波器以补偿慢失真分量。
9.根据权利要求8所述的光接收机，其特征在于，所述至少一个连续时间滤波器的每个是单极滤波器，以及所述至少一个数字滤波器包括高阶有限脉冲响应滤波器。
10.根据权利要求6所述的光接收机，其特征在于，所述判决反馈均衡器包括所述反馈补偿回路中并联的3到5个滤波器。
11.根据权利要求3所述的光接收机，其特征在于，所述信号补偿电路进一步包括控制模块，用于通过调节所述判决反馈均衡器的至少一个参数来配置所述判决反馈均衡器使之匹配所述光电探测器的操作特征。
12.根据权利要求11所述的光接收机，其特征在于，所述判决反馈均衡器的至少一个参数包括至少一个滤波器的时间常数或增益值。
13.根据权利要求11所述的光接收机，其特征在于，所述控制模块包括dc提取器，用于测量所述补偿探测信号的dc分量；dc参考信号发生器，用于生成所述补偿探测信号的参考dc分量；第二加法器，配置所述第二加法器以通过比较所述补偿探测信号的测量dc分量和参考dc分量来生成补偿误差信号，所述补偿误差信号代表所述补偿探测信号中的非补偿失真；以及滤波器控制器，配置所述滤波器控制器以基于所述补偿误差信号生成控制值，所述控制值用于调节所述判决反馈均衡器的至少一个参数。
14.根据权利要求13所述的光接收机，其特征在于，所述dc参考信号发生器包括峰值探测器，所述峰值探测器用于生成代表所述光数据信号的脉冲高度的包络信号，所述dc参考信号发生器还包括与所述峰值探测器连接的定标器，所述定标器用于依据所述光数据信号的比特位分布对所述包络信号进行定标，以生成所述补偿探测信号的参考dc分量。
15.根据权利要求13所述的光接收机，其特征在于，所述判决反馈均衡器包括通过可控RC-网络实施的至少一个连续时间滤波器，以及配置所述滤波器控制器以基于所述补偿误差信号将控制信号加载到所述可控RC-网络，所述补偿误差信号用于变换所述可控 RC-网络的有效电阻值和电容值。
16.根据权利要求1所述的光接收机，其特征在于，所述放大器包括负米勒电容器，所述负米勒电容器并入到所述放大器的内核中以针对增加的带宽和相位裕度扩展所述放大器的内部极点。
17.根据权利要求1所述的光接收机，其特征在于，所述光接收机进一步包括连接在所述放大器和所述信号补偿电路之间的均衡器，所述均衡器用于提供高频信号的提升。
18.根据权利要求1所述的光接收机，其特征在于，所述光接收机进一步包括连接在所述光电探测器和所述放大器之间的ac连接电路，所述ac连接电路用于抑制所述探测信号的低频分量。
19.根据权利要求1所述的光接收机，其特征在于，所述光电探测器是空间调制光探测器，以及所述光接收机进一步包括在所述光电探测器下游的减法器，配置所述减法器以通过减去一对由所述空间调制光探测器生成的差分探测信号来生成所述探测信号。
20.根据权利要求1所述的光接收机，其特征在于，所述光电探测器单片集成在通用半导体基板上的所述光接收机内。
21.根据权利要求20所述的光接收机，其特征在于，所述光接收机在CMOS或SiGe BiCMOS中实施。
22.根据权利要求20所述的光接收机，其特征在于，所述光接收机具有至少5(ibpS的带觅ο
23.一种光接收机，其特征在于，包括光电探测器，用于生成代表在所述光电探测器处接收的光数据信号的探测信号，所述探测信号具有由数据分量和所述光电探测器的操作特征导致的失真分量；放大器，用于放大所述探测信号以生成放大探测信号；以及信号补偿电路，用于根据所述放大探测信号生成重构数据信号以代表所述探测信号的数据分量，所述信号补偿电路包括高通滤波器，用于基于所述放大探测信号生成中间信号，所述高通滤波器具有通带，配置所述通带以抑制所述探测信号的失真分量；以及滞回比较器，与所述高通滤波器连接，配置所述滞回比较器以基于所述中间信号并通过恢复所述数据分量的低频内容来生成所述重构数据信号，其中所述数据分量的低频内容被所述高通滤波器部分抑制。
24. 一种光接收机，其特征在于，包括光电探测器，用于生成代表在所述光电探测器处接收的光数据信号的探测信号，所述探测信号具有由数据分量和所述光电探测器的操作特征导致的失真分量；放大器，用于放大所述探测信号以生成放大探测信号；ac连接电路，与所述放大器连接，以及配置所述ac连接电路以抑制所述探测信号的失真分量；以及信号补偿电路，用于生成重构数据信号以代表所述探测信号的数据分量，所述信号补偿电路包括滞回比较器，配置所述滞回比较器以基于所述放大探测信号并通过恢复所述数据分量的低频内容来生成所述重构数据信号，其中所述数据分量的低频内容被所述ac连接电路部分抑制。
全文摘要
本发明涉及一种光接收机，包括用于探测输入光数据信号的光电探测器以及用于提供信号增益和电流-电压转换的放大器。通过光电探测器生成的探测信号可包括由光电探测器的操作特征导致的失真分量。信号补偿电路可通过有效地消除失真分量来重构接收的光数据信号。为此，信号补偿电路可包括使用至少一个反馈滤波器来实施的判决反馈均衡器，其中所述至少一个反馈滤波器与导致信号失真的光电探测器的操作特征相匹配，从而复制失真分量以便进行消除。控制模块的使用还可实时配置光接收机，以适用于光接收机的其它操作和环境条件。当信号补偿电路被合适地匹配时，可在单片CMOS光电探测器中实现超出5Gbps的数据速率。
文档编号H04B10/06GK102420649SQ20111015099
公开日2012年4月18日 申请日期2011年6月7日 优先权日2010年6月4日
发明者安东尼·陈·卡鲁松, 荷密斯·亚索萨恩, 高硕君 申请人:多伦多大学理事会